VHDL Tutorial

User Manual: VHDL-Tutorial

Open the PDF directly: View PDF PDF.
Page Count: 224 [warning: Documents this large are best viewed by clicking the View PDF Link!]

1. VHDL – Genel Bakış ve Uygulama Alanı
• Donanım nedir ?
• Ne tür tanımlamalar yapılır ?
Donanım Tanımlama Dili [Hardware Description Language (HDL)] = Donanım modelleme
için programlama dilidir.
VHDL bir donanım tanımlama dilidir. Donanım kelimesi,bir taraftan kişisel bilgisayarlar gibi geniş
bir içeriği tanımlamak için kullanılsada diğer bir taraftan küçük mantık kapıları ve onların içindeki
entegre devreleri tanımlamak için de kullanılır.
Bu nedenle donanımın işlevselliğinin farklı tanımları bulunmaktadır. Kompleks sistemler genellikle
dışarıdan gözlemlenebilir davranışlarla tanımlanmaktadır. Soyut davranışsal modeller(abstract
behavioural models) implementasyon detaylarını gizlemek için kullanılır.Bu örneğimizde, yazdırma
protokolü yazdırma isteği(PRINTREQUEST) geldiğinde gerçekleşir. Bu istek bir buton yada bir
yazılım komutu,vb. olabilir.Diğer taraftan temel bir mantık kapısı sadece bir ikili sistem(boolean)
eşitliğiyle tanımlanabilir.Bu çok kısa ve kesin bir tanımlamadır.
VHDL dili,tam bir uygulama dizisinden ve genel olarak bir donanımsal(sayısal) modellemeden
ibarettir.
1.1 HDL Uygulamaları (1)
Donanım tanımlama dilinin uygulama alanına bir göz atalım:
Uygulamaya en iyi kanıt belkide bir sistemin davranışal gelişiminin biçimsel modellemesidir.
Sistematik olarak yanlış anlaşılmalar ve yorumlamalar ortadan kaldırılmış olmaktadır. VHDL in kendi
kendine dokümantasyon(selfdocumenting) özelliği ile VHDL modeli sistem dokümanının standart bir
biçimde hazırlanmasını sağlar.
Donanım tanımlama dilinin büyük avantajlarından biride kodunuzu adım adım çalıştırabilmenizdir.
Prensipte, özelleşmiş bir programlama dilinden başka bir şey değildir.Biçimsel bir modeldeki kodlama
hataları yada sistemdeki kavramsal hatalar simülasyon çalıştırılarak bulunabilmektedir.
Oluşturduğunuz modeldeki farklı giriş değerlerine göre sisteminizin verdiği yanıt simülasyonla
gözlemlenebilir ve analiz edilebilmektedir.
Geliştirme sürecinde, tanımlama biz ürünü üretene kadar bize gittikçe daha kesin sonuçlar
vermektedir. Genel tanımlamalardan ayrıntılı tanımlara (otomatik)dönüştürme işlemine
sentez(synthesis) denir. Mevcut sentez araçları donanım tanımlama dilindeki spesifik elemanları
tümleşik devrelerdeki standart elemanlarla eşleştirmektedir.Bu açıdan, donanım sisteminin genel
yapısı önceki çalışmalar kullanılarak oluşturulabilinir. Yazılımdesteği, bu iyileştirme adımlarını
desteklemektedir.
1.1.1 HDL Uygulamaları (2)
Ek olarak, donanım tanımlama dilleri tasarımın yeniden kullanılabilmesini sağlamaktadır. Basit
elektronik elemanlara benzer şekilde, dirençler gibi, uygun HDL modeli birçok tasarım/projede
yeniden kullanılabilinir. Bunun sık olarak kullanım şekli gereken fonksiyon bloklarının(makroların)
model kütüphanesi altında toplanması şeklindedir. Tasarım mühendisi için tek kısıt varolan modüllerin
seçimi değildir ayrıca bazen sentez araçları da kısıt olabilir.
1.1.2 Kullanımın Sıralanması
Tasarım(design) süreci herzaman belirtim(specification) fazı ile başlar: Tasarlanacak eleman işlevine,
boyutuna ve arayüzüne uygun şekilde tanımlanmalıdır. Son ürün ne kadar karmaşık olsa da tasarım
genelde, basit metotlarla, kağıt kalem kullanılarak yapılır.
Daha sonra, sistem seviyesindeki iç içe modüller tanımlanmalıdır. Kendi içindeki etkileşimleri tam
olarak tanımlanmalıdır ve arayüzler( giriş, çıkış,veri biçimi), saat hızı ve sıfırlama(reset)
mekanizması belirlenmelidir. Bu bilgiler elimizde bulunduğu zaman tam bir devre simülasyon modeli
geliştirilebilinir. Standart bileşenlerin davranış modelleri sisteme ticari model geliştiricilerin
kütüphaneleri ile entegre ediliebilinir . Böylece tüm sistem hali hazırda simule edilmiştir.
Mantık seviyesinde(logic level), tasarlanan modellerin tüm sentezleri tanımlanır. VHDL yapısının
tutarlı bir altkümesi kullanıldığı sürece, ticari sentez programları soyut model tanımlamalarından boole
fonksiyonlarını türetebilir ve onları ASIC kapı kütüphanelerinin elemanları veya FPGA’in
ayarlanabilen mantık blokları ile eşleştirebilir.
Son olarak, spesifik ASIC teknolojisi için devrenin yerleşimi netlist tanımlamalarından gelen diğer
araçlarla oluşturulmuş olunur.
Herbir düşük soyutlama seviyesi için geçiş, fonksiyonel doğrulama ile kanıtlanmalıdır. Bu maksatla,
tanımlama simülasyonun alabileceği herbir giriş değeri için modülün verdiği yanıtlar ile
karşılaştırılarak simule edilir.
Bu açıdan VHDL, sistem seviyesinden(system level) kapı seviyesine(gate level) dizayn fazı için
uygundur.
1.2 VHDL ‘e Kısaca Göz Atalım
 Çok Yüksek Hızda Tümleşik Devre Donanım Tanımlama Dili
(Very High Speed Integrated Circuit Hardware Description Language )
• Dijital sistem modelleme
• Koşutzamanlı(concurrent) and ardışık(sequential) deyimler
• Bilgisayarca okunur (machine-readable) belirtim
• Tasarım süresi(design lifetime) > Tasarımcı süresi (designer lifetime)
• Kişi ve makine okunur dokümantasyon
 Uluslararası Standartlar
• IEEE Standart 1076-1987
• IEEE Standart 1076-1993
 Analog ve karma sinyal uzantısı (Analogue- and mixed-signal): VHDL-AMS
• IEEE Standart 1076.1-1999
 LRM(Language Reference Manual) Dil Referans Elkitabındaki dilin salt tanımlanması
• Uygulama veya metodoloji için standart yoktur
VHDL geliştirme ilk olarak Amerikan Savunma Departmanı tarafından başlatılmıştır. Onlar,
donanımı tanımlamak için, bilgisayar ve insanlar tarafından aynı anda okunabilir olacak ve
geliştiricileri yapısal ve anlaşılır kod yazmaya zorlayacak, yani kaynak kodun kendisi bir tür belirtim
dokümanı (specification document) olarak sunulabilinecek bir dil istemekteydiler. Ayrıca kompakt
yapıdaki kompleks fonksiyonları modelleyecek ardışık deyimleri desteklemelidir.
1987 ‘de, VHDL Amerikan Elektrik ve Elektronik Mühendisleri Enstitüsü(IEEE) tarafından ilk resmi
güncelleştirilmesi 1993 yılında yapılarak ilk kez standartlaştırıldı. Dosya işleme prosedürü dışında bu
iki standart birbiriyle uyumludur.Dilin standardı(Language Reference Manual (LRM)) Dil Referans
Elkitabı ile tanımlanmıştır.
VHDL‘i analog ve karma sinyal dili elemanları için yükseltme çabaları ile yeni ve zor bir döneme
girilmiştir. Bu yükseltmeye VHDL-AMS ( a nalogue- m ixed- s ignal) denir ve VHDL onun bir üst
kümesidir. Sayısal mekanizma ve metotlar bu eklenti ile değişikliğe uğratılmamıştır.
Şu ana kadar,sadece analog kısmı için simülasyon yapılabilmiştir çünkü analog sentez birçok sınırlı
şartlardan etkilenen çok kompleks bir problemdir. Karma sinyal simulasyonu, şu ana kadar henüz tam
olarak çözülememiş dijital ve analog simulatörlerin senkronizasyon sorununun üstesinden
gelebilmelidir.
1.2.1 VHDL – Tarihçesi
 70’lerin ilk dönemi: İlk görüşmeler
 70’lerin sonları: İhtiyaçların tanımlanması
 82’nin ortaları: IBM Intermetrics ve TI ile geliştirme anlaşması
 84’ün ortaları: Versiyon 7.2
 86’nın ortaları: IEEE Standardı
 1987: DoD IEEE.1076 standardına adapte oldu
 88’in ortaları: CAE üreticileri desteklerini arttırdı
 91’in sonları: Revizyon
 1993:Yeni standart
 1999: VHDL-AMS eklentisi
VHDL sürekli gelişen ve değişen bir dildir. Orijinal standarttan resmi IEEE standardına gelmesi 16 yıl
sürmüştür. Dokümanlar komiteden geçtiğinde standardın her 5 yılda bir güncelleneceğine dair karar
alınmıştı. İlk gözden geçirmenin sonucu 1993‘deki güncellenmiş standarttı.
Bu standart gelişim kararı dışında eklentiler için ek çaba harcanmıştır. Bu eklentiler, geniş çapta
ihtiyaç duyulan veri tipleri ve alt programlara ait örnek paketler ( std_logic_1164, , numeric_bit,
numeric_std, ...), veya özel VHDL altkümelerinin örneğin sentez altküme IEEE 1076.6 tanımını
içermektedir.
Son eklenti ise VHDL-AMS adı verilen analog tanımlama mekanizmasını standartlaştıran eklenti idi.
1.2.2 VHDL – Uygulama Alanı
 Donanım tasarımı
• ASIC: teknoloji eşleştirme(mapping)
• FPGA: CLB eşleştirme
• PLD: daha küçük yapılar, hemen hemen tüm VHDL kullanımı
• Standart çözümler, modeller, davranışsal tanımlamalar, ...
 Yazılım tasarımı
• VHDL - C arayüzü (araç-spesifik)
• Temel araştırma odakları (donanım/yazılım etkileşimli tasarımı)
VHDL temelde Entegre Devrelerde Spesifik Uygulamaların(Application Specific Integrated Cicuits
(ASICs)) geliştirilmesinde kullanılır. VHDL koddan kapı seviyesi netlist’e(gate-level netlist) otomatik
dönüştürme araçları ilk zamanlarda geliştirilmeye başlanmıştı. Bu dönüşüm sentez olarak adlandırılır
ve şuanki tasarım sürecinin ayrılmaz bir parçasıdır.
Programlanabilir aygıtların(Field Programmable Gate Arrays (FPGAs)) kullanımında birçok sorun
mevcuttur. İlk adımda, boole denklemleri VHDL tanımlamalarından türetilmektedir,hedef teknolojinin
ASIC mi yoksa FPGA mi olduğunun bir önemi yoktu.Fakat şimdi, bu boole kodu FPGA‘in
ayarlanabilir mantık bloğunun(configurable logic blocks (CLB)) bir parçası olmak zorundadır. Bu,
ASIC kütüpanesine eşleştirmekten daha zordur. Bir diğer büyük problem FPGA in darboğazı olan
CLB’nin iç içe bağlı mevcut kaynaklarının yönlendirilmesidir.
Sentez araçları kompleks tasarımların üstesinden oldukça iyi bir şekilde gelirken, genellikle sadece
vasat(suboptimal) sonuçlar elde ederler. Bu nedenle VHDL neredeyse tamamen fazla karmaşık
olmayan programlanabilir mantık araçlarının(Programmable Logic Devices (PLDs)) tasarımında
kullanılır.
VHDL hedef teknolojilerden bağımsız olarak model sistem davranışlarına uygulanabilir. Standart
çözümler için bu kullanışlıdır, örneğin; mikrodenetleyiciler(micro controllers), kodlayıcı/kodçözücüler
için hata düzeltimi ve hedef ortamında yeni bir aygıt(RAM aygıtlarında) benzetimi yapabilmek
(simulate) için.
Araştırmanın şu an gelişen alanlarından biri de donanım/yazılım co-design’dır. En ilginç soru ise
sistemin hangi bölümü yazılımda gerçekleştirilecek hangi bölümü donanımda gerçekleştirilecektir.
Kesin kısıtlar ise maliyetleri ve gösterdiği performansıdır.
1.2.3 ASIC Geliştirme
VHDL model geliştirme fonksiyonel sınırlarıyla zamanlama davranışının belirtimleriyle başlar. Bazen
davranışsal VHDL modeli buradan türetilir, çünkü sentezlenebilir koda genelde buradan itibaren
ihtiyaç duyulur. VHDL kodun fonksiyonaliteye uygunluğu simüle ve kontrol edilebilinir.
Eğer model beklenen davranışı gösteriyorsa, VHDL tanımlaması sentezlenebilecektir. Bir sentez
aracı belirlenmiş ASIC kütüpanesinden uygun kapı ve ikidurumluyu(flip-flop) fonksiyonel
tanımlamaya uyacak şekilde yeniden üretir.Sentez prosedürü için olmazsa olmaz şey en uzun yol
boyunca bulunan ( herbir flip-flop‘un çıkışıyla diğerinin girişi arasındaki) kapı bekleme sürelerinin
saat periyodundan daha kısa olması gerekliliğidir.
ASIC kütüpanesinin elemanlarıyla oluşturulmuş bir model var olduğu sürece, kapı seviyesinde bir
simülasyon gerçeklenebilir. Şimdi kapılar ve yayılma süreleri(propogation delay) hesaba katılmak
zorundadır. Bekleme sürelerinin değerleri herbir VHDL model tanımlamasına eklenmelidir, örneğin
tasarımcının aldığı ilk ipuçları maksimum saat frekansı ve sentez sonrası kritik yollardır.
Önce sinyal kablolarının gecikme süresi tahmini olarak hesaplanmalıdır çünkü gerçek değerler ancak
tüm yerleşim bittikten sonra bulunabilir. VHDL modeline bu değerlerin atanması işlemine tersine ek
açıklama(back annotation) denir. Bu yapıldıktan sonra, devrenin belirlenmiş zaman kısıtlarına tam
olarak uyup uymadığı kontrol edilmelidir.
1.3 VHDL’in Kavramları
Atamaların yürütülmesi(Execution of assignments)
Sıralı (Sequential)
Koşutzamanlı (Concurrent)
Metodolojiler:
Soyutlama (Abstraction)
Modülerlik (Modularity)
Hiyerarşi-Sıradüzen (Hierarchy)
VHDL kendini atamalar yönünden diğer dillerden ayırır çünkü bilinen iki temel atama vardır. Bunlar:
Sıralı ifadeler yazılım programlama dillerindeki gibi biri diğerinden sonra gelecek şekilde yürütülür.
Son gelen ifade bir önceki ifadenin etkilerini geçersiz kılabilir. Sıralı ifadeler kullanıldığında
atamaların sırası göz önünde bulundurulmalıdır.
Koşutzamanlı ifadeler sürekli aktif durumdadır. Bu yüzden ifadelerin sırası önemli değildir.
Koşutzamanlı ifadeler özellikle paralel donanımlı modeller için uygundur.
Aynı zamanda VHDL‘in üç önemli modelleme tekniği vardır:
Soyutlama, sistemin farklı bölümleri için farklı miktarda ayrıntıda tanımlama yapılmasına izin verir.
Modüllere sadece simülasyon için ihtiyaç duyulur, modüllerin sentezlemedeki gibi ayrıntılı şekilde
tanımlanmasına gerek yoktur.
Modülerlik, tasarımcıların büyük fonksiyonel blokların bölünmesine ve herbir bölüm için ayrı bir
model yazılmasına olanak sağlar.
Hiyerarşide ise tasarımcılar birçok alt modül içerebilecek altmodüller tasarlarlar. Her bir seviyedeki
hiyerarşi farklı soyutlama seviyelerinde modüller içerebilirler. Bir modülün alt modülleri bir düşük
seviyedeki hiyerarşik seviyede bulunurlar.
1.3.1 Soyutlama
• Soyutlama ayrıntıları gizler: Zorunlu ve gereksiz bilgi arasındaki ayrım.
• Soyut seviyelerin oluşturulması: Her bir soyut seviyede sadece zorunlu bilgiler göz
önünde bulundurulur, gereksiz bilgiler atılır.
• Soyutlamanın dengeliliği(equability): Bir soyutlama seviyesinde bulunan bir
modeldeki tüm bilgiler aynı derecede soyutlama içerir.
Soyutlama çok ayrıntılı bilgilerin gizlenmesi olarak tanımlanır. Bu nedenle gerekli ve gereksiz
bilgilerin ayrılması gerekmektedir. Problemin şu anki durumunda önemsiz olan bilgiler
tanımlamadan çıkarılabilinir. Soyutlama seviyeleri, aynı seviyedeki tüm modellerdeki ortak bilginin
türüne göre tanımlanır.
Eğer, bir modelin, her bir modül aynı derecede soyutlamaya sahipse o modele kesin soyutlama
seviyesi denir. Eğer sahip değilse bu model farklı soyutlama seviyelerinin karışımı olarak
nitelendirilir.
1.3.2 IC Tasarımında Soyutlama Seviyeleri
Bir sayısal devre tasarımının dört soyutlama seviyesi şekilde gösterilmiştir. Modelin fonksiyonel
tanımlaması davranışsal modelde özetlenir. Burada sistem saati yoktur ve sinyal geçişleri anahtarlama
zamanına uyacak şekilde asenkrondur. Genellikle bu tanımlamalar simüle edilebilir fakat
sentezlenemezler.
Bir sonraki adımda, tasarım kombinasyonel mantık ve depolama elemanları olarak bölünür. Buna
Yazmaç Transfer Seviyesi(Register Transfer Level (RTL)) denir. Depolama elemanları (flip floplar
FFs, mandallar(latches) ) sistem saati tarafından kontrol edilir. Senkron tasarımlarda, sadece FF ‘lar
kullanılabilinirler, çünkü açık mandallar(transparent latches)(kontrol sinyaliyle sürülen) spike-proof
değildir. RT seviyedeki tanımlamalar için sadece yüzde 10-20 arasında VHDL dil yapısı gereklidir ve
katı bir metodoloji izlenmektedir. RT seviyedeki tanımlamaya sentezlenebilir tanımlama denir.
Mantık seviyesinde , tasarım lojik kapılarla ve saklama elemanlarıyla bir netlist olarak ifade edilir. Son
yerleşim hiyerarşinin en altındadır.Hedef teknolojideki farklı hücreler yongaya yerleştirilir ve
bağlantılar yönlendirilir(routed). Yerleşimin doğruluğu sağlandığında(verified), devre üretim sürecine
hazırdır.
1.3.3 Soyutlama Seviyeleri ve VHDL
VHDL üstteki üç soyutlama seviyeleri için uygulanabilir. VHDL bir yerleşim tanımlamaya uygun
değildir. Davranışsal ve RT seviyedeki tasarım girişi genellikle metin editörleri tarafından yapılır.
Grafik araçları da mevcuttur ancak deneyimli kullanıcılar genellikle kodu elleriyle yazmayı daha kolay
bulmaktadır. Kapı seviyesinde, VHDL netlist tanımlamalar olarak değiştirilen bir şematik çok yakında
oldukça karmaşık olmaya meğillidir.
Bir üst soyutlama seviyesinden daha düşük bir seviyeye geçiş daha çok veya az verimli yazılımlarla
desteklenir.
Davranışsal sentez birçok araştırmacıya göre hala bir rüyadan ibaret yalnızca çok basit davranışsal
modeller sentezlenebilir. Hedef teknoloji için RAM tasarımı yaygın bir uygulamadır, sadece genel
parametrelerin (genişlik,derinlik,port sayısı,senkronluğu,…) kesinlikle belirtilmesi gerekmektedir.
Buan rağmen, mantık sentezi, son yıllarda mükemmelleşmiştir. Tasarımcılar kendilerini RT
seviyesinde tanımlamalar için yeterli olan basit VHDL sınırları içinde tuttuğu sürece , sentez araçları
mantık seviyesindeki davranışı üretebilecektir.
Devam eden araştırmalarım bir sonucu olarak,mantık seviyesinden son yerleşime kadarki adımlar
verimli alan ve yönlendirme(route) algoritmaları ile dijital standart hücre tasarımı için geniş ölçüde
otomatikleştirilmiştir.
1.3.4 Soyut Seviylerin Tanımlamaları
Davranış seviyesinde tüm sistem modellenebilir. Veri iletim yolu veya kompleks algoritmalar,
sentezlenebilirliği göz önünde bulundurulmadan tanımlanmalıdır. RTL modellerin simülasyonu için
tepki(stimuli) davranış seviyesinde tanımlanır. Tepki, modeldeki giriş portlarının sinyal değerleridir ve
testbençte(testbench) (bazen onaylama bençi de denir) tanımlanır.
Tasarımcı belirtime(specification) ters düşmeyecek şekilde tutarlı bir giriş tepki kümesi bulma
konusunda çok fazla dikkat etmeli.Modelden alınan sonuçlar beklenen değerlerle,en basit durumlar
için,simüle edilmiş sinyal değerlerinin dalga formunun yardımıyla karşılaştırılmalıdır.
RT seviyesinde, sistem yazmaçlar(registers) ve bellek elemanlarının bir sonraki değerini hesaplayan
mantık(logic) ile tanımlanır. Kodu iki blok halinde ayırmak mümkündür, tamamen kombinasyonel
mantıkdan oluşan veya yazmaçlardan oluşan. Yazmaçlar saat sinyalleriyle bağlantılıdır ve
ardışıl(synchronous) davranışı sağlar. Pratikte, Flip Flopların kombinasyonel mantıktan kesin ayrımı
genellikle yazmaçları ve uygun güncelleme fonksiyonlarını tanımlayan döngülü ve zamanlı
işlemlerdir.
Kapı netlisti RT tnaımlarından sentez araçlarının yardımıyla üretilmiştir. Bu işlem için, hedef teknoloji
için mevcut kapıları ve onların parametre bilgilerini tutan bir hücre kütüphanesine ihtiyaç vardır.
Kapı netlistine dayanarak devrenin yerleşimi üretilmiştir(generated). Sonuçta oluşan kablo uzunlukları
kapı seviyesi modeldeki karşılığı- yayılma süresine(propagation delay) dönüştürülmelidir. Bu zaman
simülasyonunun herhangi ek simülatör yazılıma ihtiyaç olmadan gerçekleştirilmesini sağlar.
1.3.5 VHDL’de Davranışsal Tanımlama
Bir modelin basit bir belirtim(specification) fonksiyonu gösterilmiştir. Çıkış üç giriş değeri i1, i2 ve i3
‘e bağlıdır.Ayrıca yeni çıkış değeri giriş değeri değiştirildikten sonra 100ns sonunda hazır olmalıdır.
Bir davranışsal VHDL tanımlamada, fonksiyon basit bir denklem(ör. i1 + i2 * i3)artı bekleme süresi
100ns olarak modellenir. En kötü durumda, örneğin 100ns’ye yeni çıkış değerinin hesaplanması için
ihtiyaç vardır, burada varsayılan.
1.3.6 VHDL’de RT Seviyesi
VHDL’de fonksiyonel davranış sözde süreçler ile modellenir. RT seviyesi tanımlamalarında iki farklı
tipte süreç bulunmaktadır: tamamen kombinasyonel süreç (combinational process) ve saatsel
süreç(clocked process). Tüm saatsel süreçler Flip Floplar olarak ifade edilir ve durum makinesi
sözdizimi(state machine syntax) kurallarına göre tanımlanır.
RT seviyesi modellemede, veri girş ve çıkış sinyaline ek olarak, kontrol sinyali-modül saati
gibi(CLOCK) ve asenkron sıfırlanabilir FF için sıfırlama (RESET) dikkate alınmalıdır. Senkron
sıfırlama stratejisi kullanıldığında, sıfırlama girişi sıradan bir veri girişi olarak işleme alınır.
Buna takiben, RT seviyesi VHDL kodu, depolayabilir ve depolayamayan elemanlar olarak bölünmüş
fonksiyonel davranışa ek olarak bazı yapısal bilgiler içermektedir. Sinyal değerleri güncellendiğinde
zamanlama konusu ayrıca göz önünde bulundurulmalıdır.
1.3.7 VHDL’de Kapı Seviyesi
Bir VHDL kapı seviyesi tanımlaması tasarımda kullanılan bir kapı(bileşenleri) listesi
içermektedir.Diğer kısım bileşenlerin gerçek örneklemini ve onların karşılıklı
bağlantılarının(interconnection) listesini tutmaktadır.
Bir dijital devrenin kapı yapısının şematiği resmin sol kısmında görülmektedir.Sağ kısım ise uygun
VHDL tanımlarının bir bölümünü göstermektedir.Devredeki her bir tek eleman(ör: ND2), bağlı
olduğu uygun sinyallerle(n192, n191, n188) desteklenmektedir. Kullanılan tüm kapılar seçilen
teknolojinin kütüphanesinin bir parçasıdır ve burada alan(area), yayılma süresi(propagation delay),
kapasite(capacity), vb. bilgiler kaydedilmiştir.
1.3.8 Soyut Seviyenin Bilgi İçeriği
(Information Content of Abstraction Levels)
Davranış model, bir devrenin davranışını tanımlamanın basit bir yoludur, alışılmış yazılım
programlama dilleri PASCAL veya C ‘ye benzer şekilde. Bu tanımlamadan yola çıkarak sadece
fonksiyonel davranış VHDL simülatörü ile simüle edilebilinir.
Saat darbesi, RT seviyesi tanımlaması için ayırt edici özelliktir. Tüm işlemler saat sinyaliyle
ilişkilendirilmiştir. RT seviyesi simülasyon gerçek zamanlı davranış hakkında herhangi bir bilgi
vermez, tüm sinyallere bir saat periyodunda sabit değerler atanmıştır yada atanmamıştır demek
imkansızdır.
Model, mantık seviyesinde tanımlandığında, kullanılan kapılara göre bekleme süreleri simülasyon için
uygulanmıştır. Zamanlama bilgisi sentez kütüpanesinin bir parçasıdır.Bu zamansal davranışın
onaylanmasını hızlı bir şekilde yapılmasına olanak sağlar. Sinyal kablolarının gecikme sürelerinden
kaynaklanan kararsız sistemler henüz göz önüne alınmamıştır. Büyük tasarımlardaki tüm beklemeler
çok iyi makyajlanmıştır.
Yerleşim tamamlandığında, kablo uzunlukları ve bunlardan kaynaklanan gecikme süreleri bilinmiş
olmaktadır. Tasarım, tüm devrenin zamanlama davranışı ve gecikme süreleri ile kapı seviyesinde
simüle edilebilmektedir. Ancak devre hakkında bilgi arttıkça simülasyon süresi gözle görülür şekilde
artmaktadır bu da kompleks tasarımlardaki küçük parçaların zamanlama simülasyonu için kısıt
oluşturmaktadır.
1.4 Modülarite ve Hiyerarşi
 Tasarımın bölümlere ayrılması
 Karmaşıklığı sınırlama
 Takımçalışmasına imkan vermesi
 Alternatif gerçekleştirmeleri
çalıştırabilmesi
 Yazılımsal makrolar
 Simülasyon modelleri
Modülarite, büyük fonksiyonel blokların küçük birimler şeklinde parçalara ayrılmasına ve birbiriyle
yakın ilişki içerisinde olan birbirini içeren parçaları gruplamaya izin verir,bunlara modül denir. Bu
yönden, karmaşık bir sistem yönetilebilinir alt parçalara bölünebilir. Parçalara ayırmanın metodu
tasarımdan tasarıma değişebilmektedir. Genelde fonksiyonel durum parçalamadaki kısıt olarak göz
önünde bulundurulur.İyi tanımlanmış altsistemlerin varlığı aynı proje üzerinde çalışan birçok
tasarımcıya paralel çalışma imkanı sunar, her bir tasarımcı kendi bölümünü tam bir sistem olarak ele
alabilir.
Hiyerarşi, modüllerden oluşmuş bir tasarımın yapılmasını sağlar, bu modeüller de (alt)modüllerden
oluşmuş olabilir. Bir seviyedeki hiyerarşik tanımlama bir veya birden fazla modül içerebilir, herbir
modül farklı derecelerde soyutlamaya sahiptir. Bu modüller kendisinden bir alt seviyedeki hiyerarşik
seviyedeki alt modülleri içermektedir.
Modülarite ve hiyerarşi bir projenin tasarımının basitleştirilmesinde ve düzenlenmesine yardımcı
olmaktadır. Bir başka avantajı ise modüller için farklı gerçekleme alternatiflerinin incelenmesini
sağlamaktadır. Tüm model için sadece belirtilen parçanın örnekleminin değiştirilmesine ihtiyaç
duyulabilir. Aynı zamanda analog arayüzler VHDL de modellenebilir ve simülasyon için sistem
modeline eklenebilir. Bazen, araçların simülasyon modelleri , yeni tasarıma bağlanmış olabilir ve test
aşamasında bir simülasyonun gerçek çalışma ortamı altında testi kullanılabilinir.
1.5 Özet
 Donanım ve yazılım kavramları
 Sistem tasarımının parçası olarak donanım
 Davranışsal ve RTL sitili
 Yapısı
 Eş zamanlılık (simultaneity)
 Sıralı ifadeler
 Zamanlama davranışının tanımlanması mümkündür
 Model tasarımı ve doğrulanması için bir dildir.
VHDL’de dijital bir sistemi modellemek için donanım ve yazılım kavramları mevcuttur. Sentez için
RT seviyesi modelleme ve salt davranışsal model arasında bariz bir fark vardır.
VHDL dijital bir sistemin yapısal(modüler) ve hiyerarşik tanımlanmasına izin vermektedir.
VHDL için uyumluluk önemli bir kavramdır: Birbiriyle uyumlu ifadeler sanal olarak paralel olarak
yürütülürler. Simülasyon olayların peşpeşe işlemesidir. Eğer kaçınılmaz bir olay gerçekleştiyse , bu
olayla ilgili işlemler hemen tetiklenir(triggered). Bu işlemler birbiri ardına gerçekleştirilen sıralı
ifadeleri içerir. Her bir işlem başlı başına koşutzamanlı(concurrent) ifadeler olarak görülebilinir.Bu
yönden, sinyal değerlerinin değişimine, simülasyonda birçok işlemin aynı zamanda gerçekleştirilmesi
neden olmaktadır.
Bununla birlikte, VHDL de zaman davranışını tanımlamak mümkündür. Bu diğer dillerdeki gibi test
amaçlı uyarıların oluşturulmasını veya son tasarımdaki zamanın doğrulamayı ortadan kaldırmıştır.
2. VHDL Dili ve Sözdizim(Syntax)
 Genel Yapısı
 Tanıtıcılar(Identifiers)
 İsimlendirme Kuralları(Naming Convention)
2.1 Genel Yapısı
----------------------------------
-- VHDL Kodu Örneği --
----------------------------------
signal mySignal: bit; -- örnek sinyal
MYsignal <= '0', -- '0' dan başlar
'1' AFTER 10 ns, -- ve diğer duruma geçer
'0' after 10 ns, -- her 10 ns de bir
'1' afTer 10 ns;
• Büyük küçük harf duyarlı
değildir.
• Açıklamalar: '--' den başlar satır
sonuna kadar devam eder
• İfadeler(statement) ';' ile
sonlandırılır
(birden fazla satıra yayılabilir)
• Liste sınırlandırıcısı: ','
• Sinyal ataması: '<='
• Kullanıcı tanımlı isimler:
o harfler, sayılar, altçizgi
o bir harfle başlanır
VHDL büyük küçük harf duyarlı değildir.Bu da VHDL kaynak kodu için kendi kurallar belirlememiz
gerekliliğini ortaya koyar.Örneğin, VHDL anahtar sözcükleri(keyword) küçük harflerle, kendi
tanımladığımız tanıtıcılara(identifier) büyük harfler kullanabiliriz. Bu kural bundan sonraki sayfalar
için geçerli olacaktır. Böylece anahtar sözcüklerle kendi tanıtıcılarımız arasındaki fark kolaylıkla
anlaşılacaktır kodu okumak daha kolay olacaktır.
VHDL‘de ifadeler(statements) noktalı virgül(‘;’) ile sonlandırılırlar. Bu istediğiniz şekilde satır arası
veya boşluk oluşturabileceğiniz yada silebileceğiniz anlamına gelmektedir. VHDL
derleyicisi(compiler) sadece noktalıvirgülü(‘;’) göz önünde bulundurur.
Liste normalde virgül(‘,’) ile birbirinden ayrılır. Sinyal atamaları kompozit atama operatörü '<=' ile
gösterilir.
VHDL 87 standardında kendi tanımlamalarımız harfleri, sayıları ve altçizgi içerebilir ancak muhakkak
bir harfle başlamak zorundadır. Hiçbir VHDL anahtar sözcüğü kendi tanımlamamız olarak
kullanılamaz. VHDL 93 standardı daha esnek tanımlama yapabilmemize olanak sağlamıştır.
2.1.1 Tanıtıcı(identifier)
mySignal_23 -- normal tanıtıcı
rdy, RDY, Rdy -- özdeş(aynı) tanıtıcılar
vector_&_vector -- X : özel karakter ’&’
last of Zout -- X : boşluklu(white spaces)
idle__state -- X : ardarda altçizgili
24th_signal -- X : r a k a ml a başlayan
open, register -- X : VHDL anahtar sözcükler
X:kullanılamayan yapılardır.
* (Normal) Tanıtıcı
o Harfler, rakam, altçizgiler
o Büyük küçük harf duyarsızdır.
o Ardarda iki altçizgi kullanılamaz
o Bir harfle başlamak zorundadır
o VHDL anahtar sözcükler kullanılamaz
VHDL 87 standardıyla tanımlanmış basit tanıtıcılar harf, rakam ve altçizgi içerebilir.Bu nedenle
'mySignal_23' geçerli bir tanıtıcıdır. Bununla birlikte VHDL büyük küçük harf duyarsızcır bu nedenle
'rdy', 'RDY' ve 'Rdy' birbirinin aynıdır. '24th_signal' geçersiz bir tanıtıcıdır çünkü ilk harfi bir rakamla
başlamış, ilk harf muhakkak bir harf olmak zorundadır. Ayrıca grafiksel karakterler, boşluk, ardarda
altçizgiler ve VHDL anahtar sözcüklere izin verilmez.
VHDL 93 standardında yeni bir tipte tanıtıcılar tanımlanmıştır. Bunlara genişletilmiş(extended)
tanıtıcılar denmektedir ve bunlar ters kesme işareti’/ ’ arasına alınmıştır. Bu ters kesme işaretleri ile
herbir karakter, rakam, boşluk ve altçizgi kombinasyonuna izin verilmektedir. Burada önemli olan şey
ise artık tanıtıcılar büyük küçük harfe duyarlıdır. Böylece'/rdy/', ' / R D Y / ' ve ' / R d y / ' üç farklı tanıtıcı
haline gelmiştir.
2.1.2 İsimlendirme Kuralları
architecture CONVENTION of NOTATION is
end architecture CONVENTION ;
• VHDL anahtar sözcükler küçük harfle
yazılır
• Önemli yerler koyu harflerle yazılır.
Anahtar sözcük 'architecture' 'end' anahtar
sözcüğünden sonra gelebilir
• VHDL'93 standardırnı açıklayan sözdizimi
Çıkış(output) portu modları birbirine uymak
zorundadır
• Özel konulara yada sorunlara dikkat çekmek
için kullanılır
Genellikle sentezlenemez
• Sentezle ilgili kısıtlara dikkat çekmek için
kullanılır
Dizilerin yönü herzaman aynı yönde
tanımlanmalıdır.
• Dili etkili bir biçimde kullanmak için ipucu
verir
İsimlendirme kuralları, anahtar sözcükler küçük harfle yazılır, kullanıcı tanımlı tanıtıcılar ise büyük
harflerle yazılır. Eğer bir şeye dikkat çekmek isteniyorsa koyu harflerle yazılır.
Burada birçok kendini açıklayan ikon vardır. Bunlar VHDL'93 sözdizimi(syntax) (VHDL'87 ile
karşılaştırma) hakkında özel konuları gösterirler.
2.2 VHDL ‘in Yapısal Elemanları
• Varlık(Entity) : Arayüz(Interface)
• Mimari(Architecture) : Gerçekleştirim(Implementation), davranış(behaviour),
fonksiyon
• Konfigürasyon(Configuration) : Model zincirleme(model chaining), yapı(structure),
hiyerarşi(hierarchy)
• İşlem(Process) : Uyumluluk(Concurrency), olay denetimi(event controlled)
• Paket(Package) : Modüler tasarım, standart çözüm, veri tipleri, sabitler
• Kütüphane: Derleme(Compilation), obje(nesne) kodu
VHDL deki temel birimler varlıklar, mimariler, konfigürasyon ve paketlerdir.
Bir varlık genelde port listesini içeren bir arayüz tanımlarken,bir mimari ilgili modüllerin
fonksiyonlarını tanımlar. Genelde bir konfigürasyon sadece simülasyon süreci için kullanılır. Aslında
konfigürasyon, varlık/mimari çiftini tam bir model için seçen VHDL deki tek simüle edilebilir
objelerdir. Paketler sık kullanılan veri tipleri, sabitler ve altprogramlar için tanımlamaları tutar.
Bir diğer önemli yapı ise işlemlerdir. VHDL deki ifadeler doğal olarak kendi içinde uyumludur, bu
yapı atamaların sıralı olarak gerçekleştirilmesine izin verir . İşin kendi,bir obje olarak incelendiğinde
eşzamanlıdır(uyumludur). Gerçekte, işlem kodu her zaman yürütülemez. Bunun yerine, beklenen olay
gerçekleşene kadar işlem askıya alınır.
VHDL deki bir kütüphane bir dizi derlenmiş VHDL birimlerinin(obje kodunun) mantıksal adıdır. Bu
mantıksal isim kullanılan simülasyon veya sentez aracı tarafından bilgisayarın dosya sistemindeki bir
fiziksel yola eşleştirilmelidir(mapped).
2.2.1 VHDL Objelerinin Bildirimi-
Tanımlanması
(Declaration of VHDL Objects)
Entity
Architecture
Process/Subprogram
Package
Subprogram
x
x
x
x
Component
x
x
Configuration
x
Constant
x
x
x
x
Datatype
x
x
x
x
Port
x
Signal
x
x1(Process)
x
Variable
x2(Subprogram)
Yukarıdaki tablo farklı objelerin bildirimi için geçerli alanları göstermektedir:
Bir altprogram(subprogram) C deki bir fonksiyona benzer ve VHDL de tasarım yapılırken birçok kez
çağırılabilinir. Altprogram, bir varlık(entity), m i ma r i , işlemin bildirim kısmında veya başka bir
altprogram ve paketin içinde tanımlanabilir. Bir altprogram genelde bir pakette tanımlanır ve birçok
yerde(mimarilerde) kullanılabilinir.
Bileşenler(Components) bir üst seviyedeki hiyerarşi seviyesindeki mimariye varlık/mimari çiftine
eklemek için gereklidir. Bu bileşenler sadece bir mimaride veya bir pakette tanımlanabilirler. Bu
faydalıdır çünkü eğer bir varlık/mimari çifti birçok mimaride kullanılacaksa bir tek tanımlama
yapılması yeterlidir.
Konfigürasyonların(Configurations), kendileri eksiksiz bir VHDL tasarım birimidir. Fakat
konfigürasyon ifadelerini mimarinin bildirilebilir bölümünde tanımlamak mümkündür. Bu olanak çok
nadir kullanılır, fakat genel modelden bağımsız bir model yaratmak daha iyidir.
Sabitler ve veri tipleri tüm kullanılan objeler için tanımlanabilir.
Port bildirimleri sadece varlıkların içinde izin verilir. Bunlar arayüzde diğer modüllerde kullanılan
mimari sinyallerini listeler. Ek iç sinyaller mimarilerde,işlemlerde, altprogramlarda ve paketlerde
tanımlanabilirler. Lütfen dikkat edin, bu sinyaller fonksiyonlarda yani özel bir tip olan altprogramlarda
tanımlanamazlar.
Genellikle, değişkenler sadece işlemlerde ve altprogramlarda tanımlanabilirler. VHDL'93’de , global
değişkenler varlıkların, mimarilerin ve paketlerin içinde belirtilmiş şekilde tanımlanmıştır.
1. Sinyaller fonksiyonların içinde tanımlanamazlar.
2. Global değişkenler (VHDL '93) varlıkların, mimarilerin ve paketlerin içinde tanımlanabilirler.
2.2.2 Varlık(Entity)
entity HALFADDER is
port(
A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end HALFADDER;
-- VHDL'93: end entity HALFADDER ;
• Arayüz tanımlama
• Davranışsal tanımlama yoktur
entity ADDER is
port(
A, B: in integer range 0 to 3;
SUM: out integer range 0 to 3;
CARRY: out bit );
end ADDER;
• Port sinyallerini birbirine bağlama
o Veri tipleri(integer,bit)
o Sinyal genişliği(range 0 to 3)
o Sinyal yönü(in,out)
‘entity’ anahtar sözcüğü ‘end ’anahtar sözcüğü ile sonlandırıldıktan sonra başka yerlerde de
kullanılabilinir.
Yukarıda, bir tam toplayıcı(full adder), iki yarım toplayıcıyı(half adder) ve bir VEYA(OR) kapısını
içerecek şekilde adım adım oluşturulmuştur. Kendimizi tamamen yapısal bir tasarımla kısıtlamaktayız,
örneğin kapı seviyesi tanımlama kullanıyoruz ve herhangi bir sentez aracına ihtiyaç duymuyoruz.
Temel fikir farklı VHDL objeleri arasındaki ilişkiyi hiçbirşey açıkta kalmayacak şekilde tanıtmak.
Bir modülle onun çevresi arasındaki arayüz varlık bildirimi ' entity ' anahtar sözcüğü ile tanımlanır.
Bunu kullanıcı tanımlı bir (tanıtıcı)tanımlayıcı isim takip eder, burada: HALFADDER kullanılmıştır .
Arayüz tanımlama ‘is’ anahtar sözcüğü aralarına yerleştirilir ve varlık ifadesinin sonlandırılması ‘end’
anahtar sözcüğü ve varlığın ismiyle sağlanır. VHDL’93 standardında ‘entity’ gerekirse ‘end’ den
sonra yeniden kullanılabilir.
Giriş ve çıkış sinyalleri ve onların tipleri port ifadelerinde ' port ' anahtar sözcüğü ile tanımlanır.
Portların listesi '(' ')' içerisinde bulunur.Listedeki her bir eleman için önce portun adı daha sonra da‘:’
kullanılır. Listenin içinde ';' sembolü elemanları bölmek için kullanılır, bir ifadeyi sonlandırmak için
değil. Bu nedenle listenin son elemanından sonra ';' ge l m e z !
Aynı moddaki birçok port ve veri tipi port adları ',' ile ayrılarak tek bir port ifadesiyle tanımlanabilir.
Port modu veri akışını tanımlar(in:input(giriş),sinyal modülün davranışını etkiler; out:output(çıkış),
sinyal değeri modül tarafından üretilir), veri tipleri ise sinyalin simülasyonda kullanılırken alacağı
değerlerin aralıklarını tanımlar.
2.2.3 Mimari(Architecture)
entity HALFADDER is
port(
A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end HALFADDER;
architecture RTL of HALFADDER is
begin
SUM <= A xor B;
CARRY <= A and B;
end RTL;
-- VHDL'93: end architecture RTL ;
• Tasarımın gerçekleştirilmesi
• Herzaman belirli bir varlık ile bağlıdır
o Bir varlık birçok mimariye sahip olabilir
o Varlık portları mimarideki sinyaller olarak
kullanılabilinirler.
• Koşutzamanlı(aynı zamanda olan) ifadeler içerirler
'architecture' anahtar sözcüğü 'end' ile sonlandırıldıktan sonra tekrar edebilir.
Mimari bir davranışsal tanımlama(davranışsal seviye veya eğer sentezlenebiliyorsa RT seviyesi) veya
bir yapısal netlist veya bir karışım alternatiflerinden birini bir varlık için gerçekler(implement).
Bir mimari kesinlikle belirli bir varlığa bağlanmalıdır. Bir varlık, içerisinde birden fazla mimari
barındırabilir, örneğin aynı algoritmanın farklı gerçekleştirmeleri veya farklı soyutlama seviyesi. Aynı
varlığın farklı mimarileri farklı şekilde isimlendirilmelidir ki ayırt edilebilir olsun. İsim 'architecture'
anahtar sözcüğünden sonra gelmelidir. 'RTL' bu açıdan seçilmiştir.
Bunu takiben ' of ' anahtar sözcüğü kullanılır ve varlığın ismi arayüz('HALFADDER') olarak
kullanılır. Mimarinin başlığı ' is ' ile sonlandırılır, varlık ifadelerindeki gibi. Bu açıdan ' begin '
anahtar sözcüğü ifade sonlandırılmadan önce biryerlere koyulmalıdır. Buvarlık ifadelerindeki gibi
yapılır: ' end ' anahtar sözcüğü mimari isminden sonra kullanılır. Bir kez daha VHDL'93 ‘de '
architecture ' anahtar sözcüğü ‘end’ kullanıldıktan sınra gerektiğinde tekrarlanabilir.
VHDL kodu sentezlenebildiği zaman, RTL bir mimari ismi olarak seçilmiştir.Bu basit fonksiyon
olduğu takdirde,davranışsal(algoritmik) tanımlama ile arasında bir fark yoktur. Biz 'BEHAVE', 'RTL',
'GATE', 'STRUCT' ve 'TEST' ‘i sırayla soyutlama seviyesini ve gerçeklenmiş davranışını belirtmek
için kullanacağız. 'EXAMPLE' ismi, mimari özel bir varlıkla ilişkisi olmayan yeni VHDL elemanı
gösterdiği zaman kullanılacaktır.
2.2.4 Mimari Yapısı(Architecture Structure)
architecture EXAMPLE of STRUCTURE is
subtype DIGIT is integer range 0 to 9;
constant BASE: integer := 10;
signal DIGIT_A, DIGIT_B: DIGIT;
signal CARRY: DIGIT;
begin
DIGIT_A <= 3;
SUM <= DIGIT_A + DIGIT_B;
DIGIT_B <= 7;
CARRY <= 0 when SUM < BASE else
1;
end EXAMPLE ;
• Bildirimsel(Declarative) bölüm:
o Veri tipleri(data types)
o Sabitler(constants)
o Ek sinyaller(additional signals)
("actual" signals)
o Bileşenler(components)
o ...
• Tanımlama(Definition) bölümü ('begin' den sonraki):
o Sinyal atamaları(signal assignments)
o İşlemler(processes)
o Bileşen örnekleme(component
instantiations)
o Koşutzamanlı ifadeler(concurrent
statements): sıranın önemli olmadığı
Herbir mimari opsiyonel olan bir bildirimsel bölüme ve tanımlama bölümüne ayrılır.
Bildirimsel bölüm ' is ' ve ' begin ' anahtar sözcükleri arasında bulunmaktadır. Mimarideki
sabitler,veritipleri,sinyaller, altprogramlar,vb. yeni objeler burada bildirilir.
Tanımlama kısmı ' begin ' anahtar sözcüğü ile başlar ve koşutzamanlı(concurrent) ifadeleri
bulundurur. Bunlar basit sinyal atamaları, işlem durumları, grup olarak birleştirilmiş sıralı ifadeler, ve
bileşen örneklemleridir. Koşutzamanlılık(aynı anda kullanım-concurrency) demek VHDL kodundaki
görünme sırası önemli değil demektir. Örneğin SUM sinyali, DIGIT_A ve DIGIT_B nin
atamalarından bağımsız olarak herzaman (3+7) sonucunu almaktadır.
Sinyal atamaları ' <= ' operatörü ile sağlanır. Bu sembol veri akış yönünü gösterir, sol taraftaki değeri
değişecek olan sinyal, sağ taraftaki ise yeni sinyal değerini gösterir.Sağ taraftaki ve sol taraftaki veri
tipleri birbirinin aynı olmalıdır. Şunu unutmayın ki örnekte kullanılan sinyaller tamamen varlığın port
bildiriminde tanımlanmıştır.
2.2.5 Varlık Port Modları
• in: (giriş)
o sinyal değerleri yalnızca okunabilir
• out: (çıkış)
o sinyal değerleri sadece yazılabilir
o çoklu sürücüler
• buffer: (arabellek)
o çıkış için karşılaştırılabilinir
o sinyal değerleri okunabilir
o sadece 1 sürücü
• inout: (girişçıkış)
o çiftyönlü(bidirectional) port
Çıkış portlarının modları birbiriyle eşleşmek zorundadır
Bir varlığın portunun modu verinin akış yönünü sınırlar. Port modu ' in ' kullanılan mimairideki bu
sinyallerin sadece okunabilir olduğunu belirtir. Bunların değerlerini değiştirmek mümkün değildir.
Benzer şekilde ‘out’ port modunda sinyallerin değerleri mimari tarafından üretilir. Portun değerleri
herhangi bir şekilde davranışı etkileyecek biçimde kullanılmaz. Eğer o anki çıkış değeri bir sonraki
sinyalin değerini hesaplamak için kullanılacaksa, örneğin bir sayıcı modülü, bir geçiş sinyali
tanımlanmalıdır. İç sinyallerin onlarla ilgili bir veri akış yönü yoktur.
Buna alternatif olarak, port modu olarak ' buffer ' kullanılabilinir. Bu ek bir sinyalin tnaımlanma
gerekliliğini ortadan kaldırır. Ancak, bu sinyaller için sadece bir kaynak kullanılabilir.
Model yolu için ,çoklu birimler aynı veri hattına ulaşacaksa,’out’ port modu kullanılmalıdır, eğer
herbir birim sadece bu veri yoluna yazacaksa, port modu ' inout ' çok yönlü veri akışına izin verir.
Lütfen unutmayın ki port modları birbiriyle uyuşmalıdır, bir altmodülün çıkış portu doğrudan bir üst
seviyedeki varlığın çıkış portuna bağlanmış olmalıdır. En kötü olasılıkta, ara sinyaller derleme
hatalarını önlemek için tanımlanmalıdır.
2.2.6 Hiyerarşik Model Yerleşimi
VHDL hiyerarşik model yerleşimine izin vermektedir, bu da bir modül birden fazla altmodülün
biraraya getirilmesinden oluşmaktadır anlamına gelmektedir. Alt modüllerin birbiriyle bağlantıları
mimari içindeki üst modül tarafından tanımlanmaktadır. Şekilde görüldüğü gibi ,bir tamtoplayıcı iki
yarım toplayıcı(module1,module2) ve bir VEYA(OR) kapısının(module3) yardımıyla
oluşturulmaktadır.
Yalnızca bir yapısal mimari hiçbir fonksiyonaliteyi tanımlamaz, ve sadece bileşenlerin listesini verir,
onların örneklemleri ve içbağlantılarının tanımlarını verir.
2.2.7 Bileşen Bildirimi
entity FULLADDER is
port (A,B, CARRY_IN: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end FULLADDER;
architecture STRUCT of FULLADDER is
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2 : bit;
component HALFADDER
port (A, B : in bit;
SUM, CARRY : out bit);
end component;
component ORGATE
port (A, B : in bit;
RES : out bit);
end component;
begin
. . .
• Mimarinin bildirimsel bölümündedir
• `socket`-tipi için karşılaşılaştırılabilir
Bileşen port listesi bağlantı sinyallerinin bildirimi ile değiştirilemez
Tam toplayıcı varlığı blok diyagramdan doğrudan türetilebilir. Girişler A,B ve CARRY_IN gereklidir,
bununla birlikte SUM ve CARRY sinyalleri ise çıkışları oluşturmaktadır.
Tamtoplayıcı birçok altmodül içermektedir, önce bunlar tamıtılmalıdır. Bir bileşen bildiriminde tüm
modül tipleri kullanılacaktır,kullanılmıştır. Bu bildirim mimari ifadesinin ‘begin’ anahtar sözcüğünden
önce olmak zorundadır. Şuna dikkat edin ki burada sadece modüllerin arayüzleri verilmektedir,
onların nasıl kullanıldığı henüz belirtilmemiştir. Bu açıdan bileşen tanımlanması soket
tanımlanmasıyla karşılaştırılabilinir, eğer uygun varlık daha önce eklendiyse bir yada birden fazla kez
kullanılabilinir. Bileşenlerin port listesi elemanları lokal elemanlar olarak adladırılırlar, bu onların
sinyal olmadığı anlamına gelmektedir.
Bu durumda şunu söyleyebiliriz ki, sadece iki farklı sokete, HALFADDER(yarımtoplayıcı) ve
ORGATE(VEYAKAPISI) ihtiyacımız vardır. Bileşenlerin isimlerini istediğimiz gibi seçebiliriz ama
size önerim varlığın adını kullanmanız olacaktır. Buna ek olarak, port tanımlanması birbiriyle aynı
olmalı. Tasarım birleştirildiğinde , yazılım VHDL konfigürasyonlarını reddedecek ve varsayılan
kuralları uygulayacaktır bu açıdan kesinlikle gereklidir.
2.2.8 Bileşen Örnekleme
architecture STRUCT of FULLADDER is
component HALFADDER
port (A, B : in b it;
SUM, CARRY : out bit);
end component;
component ORGATE
port (A, B : in bit;
RES : out bit);
end component;
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2: bit;
begin
MODULE1: HALFADDER
port m a p ( A, B, W_SUM, W_CARRY1 );
MODULE2: HALFADDER
port m a p ( W_SUM, CARRY_IN,
SUM, W_CARRY2 );
MODULE3: ORGATE
port m a p (
W_CARRY2, W_CARRY1, CARRY );
end STRUCT;
• Soketleri üret
• Kaç tane ihtiyacı m v a r ?
• Mimarinin tanımlama bölümünün örneklemi
('begin' den sonra)
• PCB’de soketleri yerleştir
• Kablo sinyalleri:
o Varsayılan:konumsal ilişki
Eğer bir bileşen tanımlandıysa ,bu artık soket tipi sabittir ve gerekli olan yerlerde kullanılabilir
demektir. Gerçek soket üretildiğinde bu bileşen örneklemi ile yapılır. PCB(printed circuit board) deki
soketlerin yerleşimi için karşılaştırılabilir. Varlık/mimari çifti VHDL tasarımı gerçekleştirilirken
bileşenler sokete yerleştirildiğinde fonksiyonaliteyi sağlar.
Herbir bileşen örneğine tasarımcı tarafından bileşenin kendi ismiyle birlikte benzersiz bir isim(etiket )
daha verilir. Bileşen örnekleme mimarinin tanımlama bölümünde gerçekleşir(‘begin’ den sonra).
Bileşenlerin seçimi belirtimsel bölümde veya paketteke daha önce tanımlanmış bileşenlerle sınırlıdır.
Bileşenlerin portları veya soket pinleri devreye bağlanması için bir port harita ifadesi gereklidir.
Kullanılacak mimari sinyallerinin isimlerini listelemelidir. Varsayılan olarak, konumsal ilişki kuralları
uygulanır, örneğin port haritasının ilk sinyali bileşen tanımlamadaki ilk porta bağlanır .
2.2.9 Bileşen Örnekleme: İsimlendirilmiş
Sinyal İlişkileri
entity FULLADDER is
port (A,B, CARRY_IN: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end FULLADDER;
architecture STRUCT of FULLADDER is
component HALFADDER
port (A, B : in bit;
SUM, CARRY : out bit);
end component;
. . .
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2 : bit;
begin
MODULE1: HALFADDER
port m a p ( A => A,
SUM => W_SUM,
B => B,
CARRY => W_CARRY1
);
. . .
end STRUCT;
• İsimsel ilişki:
o Sol taraf: "resmi" (bileşen tanımlamadan
gelen port isimleri)
o Sağ taraf: "şuanki"
(mimari sinyalleri)
• Bileşen tanımlama sıralamadan bağımsızdır.
Bir önceki örnekte konumsal ilişki yerine, mimari sinyallerini doğrudan seçilen portlara bağlamak
mümkündür. Bu isimlendirilmiş sinyal ilişkileri ile yapılmaktadır sinyallerin sırası önemli değildir.
Bileşen tanımlamadan gelen port ismine “resmiler”(“formals”) ' => ' ile varlığın sinyalleriyle
”şuankiler” ("actuals") ilişkilendirilirler.
Örnekte görüldüğü üzere , SUM’ın çıkış portu bileşen tamımlamasında üçüncü sırada yer almaktadır.
Fakat port haritası ifadesinde, port W_SUM sinyaliyle bağlantısı ikinci sırada yapılmıştır. Unutmayın
ki port tanımlamasındaki liste elemanları ‘,’ sembolü ile birbirinden ayrılır.
2.2.10 Konfigürasyon(Configuration)
entity HALFADDER is
port(A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end HALFADDER;
. . .
component HALFADDER
port(A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end HALFADDER;
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2: bit;
· · ·
MODULE1 : HALFADDER
port map(A, B, W_SUM, W_CARRY1);
Varlıklar daha önce belirtilmiş bir bileşen belirtimi olmadan doğrudan
örneklenebilir.
Varlıkların tanımlanması ve örneklenmesi gerçekte kullanılan VHDL modellerinden bağımsızdır.
VHDL konfigürasyon işinde bileşenlerin ,tam bir tasarım yapmak için, varlık/mimari çiftine bağlantı
oluşturulur. Özet olarak,bir bileşen tanımlanması kesin bir soket tipinin bileşen örneklenmesi ile
belirlenmesi demektir. Bir aygıtın örneklenmiş sokete gerçekten eklenmesi konfigürasyon ile
yapılmaktadır.
VHDL'93 de varlıklar daha önce belirtilmiş bir bileşen belirtimi olmadan doğrudan
örneklenebilir.
2.2.11 Konfigürasyon: İşlemleri ve
Uygulaması
entity FULLADDER is
. . .
end FULLADDER;
architecture STRUCT of FULLADDER is
. . .
end STRUCT;
configuration CFG_FULLADDER of
FULLADDER is
for STRUCT -- select architecture STRUCT
-- use default configuration rules
end for;
end configuration CFG_FULLADDER ;
• En üst seviyedeki, varlık için mimariyi seç
• Örneklenmiş bileşenler için varlık/mimari
çiftini seç
• Hiyerarşiyi oluştur
• Simüle edilebilir objeler yarat
• Varsayılan bağlama kuralları:
o Bileşenle aynı isimdeki varlığı seç
o Sinyaller isimleriyle ilişkilendirilir
o Son derlenmiş mimari kullanılır
'configuration' (konfigürasyon) anahtar sözcüğü 'end' kullanıldıktan sonra tekrarlanabilir.
Varlıkla mimari arasındaki ilişki konfigürasyonda kullanılan simülasyonla desteklenir, son tasarım
hiyerarşisini oluşturur. Bu en üst seviye varlık mimarisinin seçimini içerir. Konfigürasyon VHDL deki
sentezlenebilen ve simüle edilebilen tek objedir. Konfigürasyon sürecinin simülasyon amaçlı elle
kontrolü mümkün olduğunda, sentez araçları herzaman varsayılan kural kümesini uygular.
Bunu başarılı bir şekilde gerçekleştirmek için bileşen isimleri ile varolan varlık isimleri birbiriyle
uyuşmalıdır. Buna ek olarak, port isimleri, modlar ve veri tipleri birbiriyle uyumlu olmalıdır-bileşen
tanımlamadaki portların sırası önemli değildir.
Örnek, yapısal mimari için varsayılan konfigürasyonu göstermektedir. Bazı simülatörler bu tip en üst
seviye varlıklar için kesin konfigürasyon tanımlamalarına ihtiyaç duymaktadır. Bir konfigürasyon özel
bir varlığı tercih eder,burada FULLADDER(tamtoplayıcı). Mimari STRUCT(yapı) ilk 'for' ifadesiyle
seçilmiştir. Bundan başka herhangi bir konfigürasyon komutu verilemediği için, diğer bileşenler için
varsayılan kurallar uygulanacaktır.
2.2.12 Konfigürasyon: Örnek (1)
entity FULLADDER is
port(A, B, CARRY_IN: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end FULLADDER;
architecture STRUCT of FULLADDER is
component HALFADDER
port(A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
. . .
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2: bit;
begin
MODULE1: HALFADDER
port map (A, B, W_SUM, W_CARRY1);
MODULE2: HALFADDER
port map(W_SUM, CARRY_IN, SUM, W_CARRY2);
. . .
end STRUCT;
entity A is
port(A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end A;
architecture RTL of A is
· · ·
entity B is
port(U,V: in bit;
X,Y: out bit);
end B;
architecture GATE of B is
· · ·
Şekilden ve koddan anlaşıldığı üzere bir tamtoplayıcının kodu görülmektedir. Şekille kodu
eşleştirmeye çalışın.
Elemanların portları mimarinin sinyalleriyle, pozisyonları yardımıyla bağlantı kurulmuştur, ör. ilk
sinyal ilk portla bağlantılıdır.
HALFADDER(yarımtoplayıcı) varlığı kullanılamaz ancak bunun iki varlığı A ve B ‘nin RTL ve
GATE diye farklı mimarileri vardır ve bunlar kullanılabilinir.Her iki varlık da eleman tanımlamasıyla
uyuşmaktadır.
2.2.13 Konfigürasyon: Örnek(2)
configuration CFG_FULLADDER of
FULLADDER is
for STRUCT
for MODULE2: HALFADDER
use entity work.B(GATE);
port map ( U => A,
V => B,
X => SUM,
Y => CARRY );
end for;
for others : HALFADDER
use entity work.A(RTL);
end for;
end for;
end CFG_FULLADDER;
• Varlık/mimari çifti aşağıdakiler kullanılarak seçilir:
o Örnek isimleri
o 'all':kullanılan eleman için tüm örneklemler
o 'others': tam olarak bahsedilmemiş tüm
örneklemler
• Eğer port isimleri farklıysa
=> port harita ifadesi
• Varolan bir altmodülün konfigürasyonuna referans
gösterebilme
Tekrardan FULLADDER varlığı için STRUCT mimarisi seçilmiştir.Bu for döngüsü içerisinde,
varlıklar ve mimariler alt bileşenler için seçilmiştir.
Bunun için for ifadesi yeniden kullanılmıştır. ' for ' anahtar sözcüğünden sonra kullanılan ilk isim
bileşen örnekleminin adıdır,bunu takiben ‘: ’ kullanılır ve bileşenin adı kullanılır.’all’ anahtar sözcüğü
eğer bir bileşenin tüm örnekleri adreslenmişse kullanılabilir. For döngüsü içinde use ifadesi belirtilen
objeye kadar olan yoldan varlığı seçer. Açıkça değiştirilmediği sürece, tüm VHDL objeleri kütüphane
işi üzerinde derlenir.Seçilen varlık için mimari, '(' ')' çifti içine alınır.
B varlığının port isimleri bileşen tanımlamasına uymadığı için port haritası ifadesine gerek vardır.
Haritayı sırayla yapmak mümkündür ancak okunabilirlik açısından resmi parametrelerle kullanılan
isimler eşleştirilmelidir.
Ayrıca henüz konfigüre edilmemiş diğer bileşenler ‘others’ anahtar sözcüğüyle tanımlanabilir.
MODULE2 için RTL mimarisi kullanılmıştır bunun için port haritasına gerek yoktur çünkü others
kullanılmıştır.
Diğer tüm bileşenler varsayılan konfigürasyon kurallarıyla ele alınırlar.
Büyük tasarımlarım hiyerarşi tanımlamasını kolaylaştırmak için, altmodüllerin konfiügrasyonlarını
tanımlamak ve en üst seviyedeki bu konfigürasyonlara referans vermek gerekir.
2.2.14 İşlem(Process)
entity AND_OR_XOR is
port (A,B : in bit;
Z_OR, Z_AND, Z_XOR : out bit);
end AND_OR_XOR;
architecture RTL of AND_OR_XOR is
begin
A_O_X: process (A, B)
begin
Z_OR <= A or B;
Z_AND <= A and B;
Z_XOR <= A xor B;
end process A_O_X ;
end RTL;
• Sıralı olarak yürütülen ifadeler içerir
• Sadece bir mimarinin içinde bulunur
• Birçok iş aynı zamanda yürütülebilir
• Yürütüm (Execution) şunlarla kontrol edilir:
o Hassaslık listesi(sensitivity list)
(tetikleyici sinyallerini içerir), veya
o Bekleme ifadeleri
• İşlem etiketi isteğe bağlıdır
Bir mimari içindeki ifadeler aynı anda oluşan başka VHDL yapılarını yönetmek için sıralı davranışı
gerçekleştirmek için gereklidir. Bir işlem, mimarideki diğer ifadeler gibi davranmaktadır ve geleneksel
programlama dillerindeki gibi biri diğerinden sonra gelen ifadeler içerirler. Aslında işlem ifadelerini
VHDL ifadelerindeki koşutzamanlı tek ifade olarak kullanmak mümkündür.
Bir işlemin gerçekleştirilmesi olayların tetiklenmesiyle ilgilidir. Olası olay kaynakları hassasiyet
listesinde veya kesin bekleme ifadelerinde listelenmiştir ve gerçekleştirmenin akışını kontrol etmek
için kullanılır. Bu iki seçenek birbiriyle karşılıklı ilişkilidir birinden biri olabilir yalnızca,hassaslık
listesinde bekleme ifadesi olamaz. Hassasiyet listesi sentez araçları tarafında yok sayılır, bir VHDL
simülatörü listelenmiş sinyallerden biri değiştiğinde işlem kodunu çağırır. Tüm sinyaller
kombinasyonel süreç içerisinde okunmuştur, bu davranışı etkiler,hassasiyet listesinde bahsedilmiş
olmalıdır ki sentezlenmiş donanım simülasyonla aynı sonucu üretsin. Elbette aynısı zamanlı işlemler
içinde geçerlidir, yeni girilmiş değerler herbir aktif saat darbesinde hesaplanırlar. Bu nedenle
hassasiyet listesi saat sinyallerini ve asenkron kontrol sinyallerini de içerir(reset-sıfırlama).
Bir işlem ifadesi isteğe bağlı bir etiketle başlar ve ‘:’ sembolünden sonra ' process ' anahtar sözcüğü
takip eder. Hassasiyet listesi isteğe bağlıdır ve '(' ')' çifti arasında tanımlanır. Mimari ifadesine benzer
olarak , tanıtılan bölüm başlık kodu ile ‘begin’ anahtar sözcüğü arasında bulunmaktadır. Sıralı ifadeler
' begin ' ve ' end process ' arasında bulunmaktadır. Anahtar sözcük ' process ' tekrarlanmalıdır. Eğer
bir etiket bir işlem için seçildiyse son ifadede tekrarlanmalıdır.
2.2.15 VHDL İletişim Modeli
• İşlemler koşutzamanlı(aynı zamanda olan-
concurrent) ifadelerdir
• Birçok işlem
o Paralel çalışır
o Hassasiyet listesindeki sinyallerle
birbirine bağlıdır
o İfadeler sıralı olarak gerçekleştirilirler
• Diğer bir varlık/mimari çiftinin işlemine
bağlantı varlık arayüzü ile sağlanır
2.2.16 Signals
• Her bir sinyalin kendine belirli bir veri tipi olmalıdır
o Olası değerlerinin sayısı
• Önceden tanımlı veri tipleri
o bit, bit_vector, integer, real, ...
• Kullanıcı tanımlı veri tipleri
o Donanım modeline daha uyumlu
o Okunabilirliği daha gelişmiş
o Gelişmiş hata tesbiti
Her bir sinyalin önceden tanımlı bir veri tipi vardır bu sinyalin alabileceği değerlerin sayısını
kısıtlamaktadır. Sentezlenebilir veri tipleri sadece berlirli sayıda değere izin verir. Bu değerleri bir dizi
kabloya atayabilir. Sadece temel veri tipleri önceden tanımlanmıştır VHDL de, bit, bit vektörü ve tam
sayılar(integer) gibi.
Kullanıcı kendi veri tipini tanımlayabilir,bu modelin daha iyi gelişmiş bir yapıda olmasını
sağlar(üçdurumlu sürücüler,ör. Yüksek düşük voltaj seviyesi yerine yüksek empedans kurulabilir),
daha okunabilirdir ve otomatik hata tesbitine izin verir(ör. Alabileceği değer aralığını kısıtlayarak).
2.2.17 Paket(Package)
• Bir dizi tanımlama,veritipi,altprogramdan oluşur
• Referans tasarım ekibi tarafından yapılır
• Herhangi bir değişikliği tasarım ekibi derhal öğrenir
o Aynı veri tipleri ("downto vs. to")
o Herkes için genişletilmiş fonksiyonlar
o Herkesin hataları temizlenir
Bir paket, veri tiplerinin, altprogramların, sabitlerin, vb tanımlamalardan oluşur. Bu takım çalışması
için kullanışlıdır böylece herkes aynı veri tipleri,vb çalışacaktır. Bu farklı tasarımcıların modüllerinin
bir araya getirilip VHDL model in oluşturulmasını kolaylaştırmaktadır.
Bir paketi başlık(header) ve gövde(body) olarak bölümlere ayırmak mümkündür. Paketin başlığı,
fonksiyon veya prosedürün prototip belirtimi, gerekli tüm veri tiplerinin,vb tanımlanamsını içerir.
Altprogramın gerçek implementasyonu(gerçekleştirimi) gövdede yer almaktadır. Bu derleme sürecini
kolaylaştırmaktadır, çünkü kısa paket başlıkları kullanılan VHDL kodunun belirtim / tanımlamalarına
(declarations/definitions) uyumlu olmalıdır .
Bir pakete bir kullanım ifadesiyle referans verilir. Anahtar sözcük ' use ' ‘u seçilen isim “selected
name” takip eder. Bu isim paketin yer aldığı kütüphanenin ismini içerir, paket isminin kendisi ve obje
ismi referans gösterilmiş olunur. Genellikle ' all ' anahtar sözcüğü pakette görünen tüm objelere
referans göstermek için kullanılır.
2.2.18 Kütüphane(Library)
Bir kütüphanede tüm incelenmiş objeler yani paketler, paket gövdeleri, varlıklar, mimariler ve
konfigürasyonları bulabilirsiniz. VHDL ‘de kütüphane, derlenmiş objelerin grup halinde bulunduğu ve
referans verilebildiği mantıksal isimdir. Varsayılan kütüphaneye “work”(“çalışma”) denir. Bu
mantıksal isim diğer mantıksal kütüphane isimlerine şekildeki gibi eşlenmiş olabilir, fakat mutlaka bir
depolama aygıtına fiziksel yolla eşlenmiş olmalıdır.
Genellikle her bir tasarımcı kendi çalışma kütüphanesi üzerinde çalışır. Ancak diğer kütüphanedeki
birimleri de kullanabilir, örneğin veri tutmak için (PROJECT_1 ve PROJECT_XY), kullanılan proje
paketleri(USERPACK). Eğer WORK den başka bir kütüphane kullanılacaksa, bu VHDL derleyici
tarafından görülebilir hale getirilmeli. Bu da kütüphane ifadesinin ‘ library ‘ anahtar sözcüğünden
sonra kütüphanenin mantıksal ismi kullanılarak yapılır. Örneğin IEEE sıklıkla kullanılır çünkü birçok
standartlaşmış paketi içerir.
2.2.19 Tasarım Yapısı: Örnek
Örnekte görüldüğü gibi tasarım dört modelden oluşmaktadır. En üstte MONITOR modülü
bulunmaktadır, bu da üç alt modülü kullanmaktadır. Bunlar; CTRL, DATA_IN ve DATA_OUT alt
modülleridir.
Verinin formatı için olan veri tipleri package P de tanımlanmıştır. Ayrıca bölünmüş paket gövdesi
package body P yazılmıştır. Package P ‘yi referans gösteren MONITOR, DATA_IN ve DATA_OUT
modülleri yeni veri tiplerini kullanacaktır. CTRL modülü kontrol sinyallerini işleyecektir, önceden
tanımlanmış veri tipleriyle modellenmiştir. MONITOR, DATA_IN ve DATA_OUT varlıklarının
herbiri mimari A(architecture A)’ya sahiptir. İki farklı mimari (SIM ve GATE) CTRL varlığı için
bulunmaktadır. Simülasyon için bir konfigürasyona ihtiyaç vardır.
İkinci birimler paket gövdesi ve mimariler gibi doğrudan temel birimlerle(paketler ve varlıklarla)
bağlantı kurmuştur. Diğer bağlantılar dışarıdan yapılmalıdır. Bu nedenle package P bir use ifadesiyle
varlıklar belirtilmeden önce referans edilmelidir, uyumlu bir mimari olmasınada gerek yoktur. Son
tasarımın montajı konfigürasyon ile yapılır, örneğin uyumsuz arayüz gibi hiyerarşi hataları
konfigürasyon analiz edilirken anlaşılır. Eğer bir varlık için birden fazla mimari varsa , konfigürasyon
şuan simülasyonun kullandığı mimariyi seçer.
2.2.20 Derleme Sırası
• İlk birimler ikinci birimlerden önce analiz edilir
o Mimariden önce varlıklar gelir
o Paket gövdesinden önce paket gelir
• Tüm birimler önce analiz edilmiş olmalıdır
o Paketten sonra varlıklar
o Varlık/mimariden sonra konfigürasyon
Derleme sırası modelin bölümlerinin bağımlılıklarına bağlıdır.Eğer bir bağımlılık ağacı çıkarıldıysa,
düşük seviyeden en üsttekine doğru derleme yapılır.
İkinci birimler ilk birimlerdeki bilgiler açığa çıkıktan sonra açığa çıkar(arayüz sinyalleri bir mimari
için bilinmelidir), ikincil birimlerin derlenmesi için birincil birimler derlenmiş olmalıdır.
Aynı şey referans için de geçerlidir. Bir paket, bu pakete referans gösteren varlıktan önce analiz
edilmelidir, paket önceden derlenmiş olmalıdır, çünkü varlık veya onun mimarisi, veri tipleri,vb.
şeyler hakkında bilgiye ihtiyacı vardır. Modülleri derlemek için ikinci kural ise onu referans gösteren
modüller tarafından referans gösterilmelidir. Bu nedenle konfigürasyon, hiyerarşiyi tasarlar, son olarak
analiz edilmelidir.
2.2.21 Görünüm: Testtezgahı-testbenç
(Testbench)
• En üst seviye için VHDL kodu
• Arayüz sinyali yoktur
• Tasarımın örneklenmesi
• Uyarı üretilmesi için ifadeler
• Basit testbenç (testbench): yanıt analizinin dalga formu denetimi
ile yapılması
• Teferruatlı testbenç toplam proje kaynağının %50 den fazlasına
ihtiyaç duyabilir
Stimuli: uyarı
Response: yanıt
Bir tasarımı doğrulamak için en sık kullanılan metot simülasyondur. VHDL de ilk alanda dijital
donanımda simülasyonu sağlamak için geliştirilmiştir, bu dil tarafından iyi bir şekilde
desteklenmektedir.
Yeni bir en üst seviye, genellikle testbenç olarak adlandırılır, Test Altında Tasarlama (Design Under
Test (DUT)) örneklemek ve çevresini modellemek için oluşturulmuştur. Bu nedenle, en üst seviyenin
varlığının hiç arayüz sinyali yoktur. Mimari ayrıca bazı işlemleri ve DUT için uyarı üreten
altmodülleri ve bazende DUT’ın yanıtının analizini kolaylaştıran ek işlemleri veya altmodülleri
içermektedir.
2.2.22 Basit Testbenç Örneği
entity ADDER IS
port (A,B : in bit;
CARRY,SUM : out bit);
end ADDER;
architecture RTL of ADDER is
begin
ADD: process (A,B)
begin
SUM <= A xor B;
CARRY <= A and B;
end process ADD;
end RTL;
entity TB_ADDER IS
end TB_ADDER;
architecture TEST of TB_ADDER is
component ADDER
port (A, B: in bit;
CARRY, SUM: out bit);
end component;
signal A_I, B_I, CARRY_I, SUM_I : bit;
begin
DUT: ADDER port map (A_I, B_I, CARRY_I, SUM_I);
STIMULUS: process
begin
A_I <= ´1´; B_I <= ´0´;
wait for 10 ns;
A_I <= ´1´; B_I <= ´1´;
wait for 10 ns;
-- and so on ...
end process STIMULUS;
end TEST;
configuration CFG_TB_ADDER of TB_ADDER is
f or T ES T
end for;
end CFG_TB_ADDER;
Örnek basit bir tasarım için VHDL kodunu ve ona uygun testbenci içermektedir. Test edilecek tasarım
bir ADDER(toplayıcı),bir yarım toplayıcıyı gerçekler. RTL mimarisi tam bir kombinasyonel süreci
içerir, bu SUM ve CARRY sinyallerini, giriş sinyalleri A veya B değiştiğindeki anda sonuçlarını
hesaplar.
Testbenç sağ tarafta gösterilmektedir. Önce boş varlık TB_ADDER tanımlanır. Bir arayüze ihtiyaç
yoktur bu nedenle port listesi yoktur. Testbençin TEST mimarisinde, ADDER bileşeni ve ara sinyaller
bildirilmektedir. Ara sinyaller (*_I) bileşen örnekleminin port haritasındaki bileşenlerle bağlantılıdır.
ADDER bileşeninin giriş portuna bağlı olan sinyaller değerlerini STIMULUS işleminden almaktadır.
Yeni değerler her 10ns da bir atanmaktadır. DUT’ın tepkisi, simülatörün dalgaformu gösteriminden
gözlenebilir.
VHDL kaynak kodunun en altında, konfigürasyon listelenmiştir. Sadece TB_ADDER varlığı için
TEST mimarisi belirtilmiştir ve geri kalanlar bileşenlerin isimleri ve varlıklarla özdeş olarak
varsayılan kurallarla belirtilmiştir.
2.2.23 Özet
• VHDL çok kusursuz bir dildir
o Sinyal tipleri ve yönleri mutlaka uyuşmalıdır
o Tüm objeler belirtilmelidir
o Tasarım ve sağlama için uygun bir dildir
• Sağlama(validation) demek TESTBENCH
(testbenç)
o Uyarı ve buna uygun tepkiyi sağlar
o En üst hiyerarşi seviyesi
o Giriş-/çıkış portu yoktur
VHDL çok katı bir dildir. Her bir sinyal,örneğin, kesin bir veri tipi olması gerekmektedir, ve belirtilen
yerde belirtilmesi gerekmektedir, sadece aynı veri tipindeki atamaları kabul etmektedir.
Bir VHDL modele fonksiyonel bir test uygulamak için, VHDL de bir testbenç yazılmıştır, bu model
için doğrulama ortamını sağlar. İçinde, uyarılar model için giriş sinyalleri olarak tanımlanırlar , buna
karşılık modelin verdiği yanıt test edilir. Testbenç en üst hiyerarşi seviyesinde bulunmaktadır,ve bu
nedenle ne giriş ne de çıkış portu vardır.
2.2.24 Sorular
Aşağıdaki sorulara sadece evet yada hayır şeklinde cevap verin.
1.Bir mimari ...
1.1. ... kendi başına bulunabilir (EVET/HAYIR)
1.2. ... sadece onunla birlikte olan tasarım varlığıyla bulunabilir. (EVET/HAYIR)
1.3. ... modülün davranışını içeren bir tanımlama içerir(EVET/HAYIR)
2. VHDL’de , sıralı ifadeler…
2.1. ... mimaride tanımlanır (EVET/HAYIR)
2.2. ... işlemde tanımlanır (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
1.1 :HAYIR 1.2:EVET 1.3:EVET
2.1:HAYIR 2.2:EVET
2.2.25 Sorular
3. Konfigürasyon...
3.1. ... simüle edilebilir obje üretir. (EVET/HAYIR)
3.2. ... mimari içinde belirtilir. (EVET/HAYIR)
3.3. ... belirli bir mimari için varlık seçer. (EVET/HAYIR)
4. Bileşen bildirimi…
4.1. ... belirli bir varlık, önceden ayarlanmış bir sokete entegre edilebilir. (EVET/HAYIR)
4.2. ... sadece soket tiplerini belirler . (EVET/HAYIR)
4.3. ... varsayılan konfigürasyon için belirli varlıklarla aynı isimde olmalı. (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
3.1:EVET 3.2:HAYIR 3.3: HAYIR
4.1:HAYIR 4.2:EVET 4.3:EVET
2.2.26 Sorular
5. Bileşen örnekleme...
5.1. ... bileşen tipinin soketini üretir. (EVET/HAYIR)
5.2. ... soket (=bileşen) den PCB(=varlık)’ye kablo döşer(bağlantı sağlar). (EVET/HAYIR)
6. Koşutzamanlı(eşzamanlı) ifadeler...
6.1. ... sadece mimaride bildirilirler. (EVET/HAYIR)
6.2. ... sadece altprogramlarda bildirilirler. (EVET/HAYIR)
6.3. ... ard arda yürütülürler. (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
5.1:EVET 5.2:EVET
6.1:EVET 6.2:HAYIR 6.3:HAYIR
2.3 Veri Tipleri
entity FULLADDER is
port(A, B, CARRY_IN: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
end FULLADDER;
architecture MIX of FULLADDER is
component HALFADDER
port(A, B: in bit;
SUM, CARRY: out bit);
signal W_SUM, W_CARRY1, W_CARRY2: bit;
begin
HA1: HALFADDER
port map(A, B, W_SUM, W_CARRY1);
HA2: HALFADDER
port map(CARRY_IN, W_SUM, SUM, W_CARRY2);
CARRY <= W_CARRY1 or W_CARRY2;
end MIX;
• Her sinyalin bir tipi vardır
• Tip, mümkün olan değerleri belirtir
• Tip, sinyal belirtimi yapılırken tanımlanmalıdır…
• ...ya da…
o Varlık:port bildiriminde veya
o Mimari:sinyal bildiriminde
• Tipler birbiriyle uyuşmalıdır
VHDL de,sinyallerin alabilecekleri değerleri sınırlamak için bir tip belirlenmesi gerekmektedir. Sinyal
bidlirilirken bu tip sabitlenmiş olmalıdır, bu da varlık portu yada bir iç mimari sinyali ile yapılabilir.
Tipler çalışma zamanında değiştirilemezler. Sinyal değerleri değiştirilirken '<=' atama operatörünün
her iki tarafının veri tipi birbiriyle uyuşmalıdır.
2.3.1 Standart Veri Tipleri
package STANDARD is
t y p e BOOLEAN is (FALSE,TRUE);
t y p e BIT is (`0`,`1`);
t y p e CHARACTER is (-- ascii set);
t y p e INTEGER is range
-- implementation_defined
t y p e REAL is range
-- implementation_defined
-- BIT_VECTOR, STRING, TIME
end STANDARD;
• Herbir tipin alabileceği olası değerler vardır
• Standart tipler dil tarafından tanımlanmıştır
• Kullanıcı kendi tiplerini tanımlayabilir
Yeni tipler standart pakete eklenmiştir, ör. umlauts.
Bir dizi veri tipi standart pakette öntanımlı olarak bulunmaktadır. VHDL ‘in yürütülmesinin kontorlü
için genelde ' boolean '(boole) cebri kullanılmaktadır (' false ', ' true ' ) ( ‘yanlış’,’doğru’) yerine ‘bit’
kullanılmaktadır ve (' 0 ', ' 1 ') ile ifade edilmektedir. Sayı değerleri ‘integer’(tamsayılar) veya
‘real’(reel sayılar) ile ifade edilir. Gerçek değerleri ve doğruluğu platforma göre değişmektedir,
sadece alt sınır tanımlanır, ör. Tamsayılar(integer) en az 32 bit genişliği garanti eder. Floating
point(virgüllü sayıların) işlemleri otomatik olarak sentezlenemezler, testbenç uygulamalarında ‘real’
veri tipinin kullanımı kısıtlandırılmıştır. Aynı şey ‘character ’(karakter ) ve ‘time’ (zaman) içinde
geçerlidir.
' time ' (zaman) özel bir veri tipidir, fiziksel birimden çıkan sayısal değeri içerir. Bir ifadenin
gerçekleştirilmesini belirli bir zamanda bekletmek için kullanılır, ör. Testbençde veya model kapılar
için ve gecikme süreleri (propagation delays) için. ' time ' veri tipindeki sinyaller bir ' integer ' ve
‘real' ile çarpılıp bölünebilir. Sonuç yine ' time ' olarak bulunmaktadır.
2.3.2 'time'(zaman) Veritipi
architecture EXAMPLE of TIME_TYPE
is
signal CLK : bit := `0';
constant PERIOD : time := 50 ns;
begin
process
begin
w a i t for 50 ns;
. . .
w a i t for PERIOD ;
. . .
w a i t for 5 * PERIOD ;
. . .
w a i t for PERIOD * 5.5;
end process;
· · ·
-- concurrent signal assignment
CLK <= not CLK after 0.025 us;
-- or with constant time
-- CLK <= not CLK after PERIOD/2;
end EXAMPLE;
• Kullanım alanları
o testbençler
o kapı beklemeleri
• Ç a r p m a / b ö l m e
o integer/real sayılarla çarpılıp bölünebilir
o geri dönüş tipi yine TIME tipindedir
o içerden en küçük birimi femto-seconds (fs)’dir
• Kullanılabilir zaman birimleri
fs, ps, ns, us, ms, sec, min, hr
2.3.3 Dizilerin Tanımlanması
• Aynı tipteki sinyallerin biraraya toplanmasından oluşur
• Öntanımlı diziler
o bit_vector (array of bit)(bitlerden oluşmuştur)
o string (array of character)(karakterlerden oluşmuştur)
• Sınırlandırılmamış diziler: gerçek boyutu sinyal/port bildiriminde
ortaya çıkar
Diziler(Arrays) aynı tip ve anlamdaki sinyalleri gruplamak için kullanışlıdır. VHDL de öntanımlı
olarak bulunan ve sınırlandırılmamış yani boyutları belli olmayan iki dizi veri tipi vardır bunlar ;'
bit_vector ' ve ' string ' dir ve bit ve character(karakter) değerlerinden oluşmuştur. Ancak şunu
unutmayın ki sinyal bildirimi sırasında dizilerin sınırları belirlenmek zorundadır, örneğin 'bit_vector(3
downto 0)'. Sadece sınırlandırılmış diziler varlık portu veya mimari sinyali olarak kullanılabilinir.
Integer(tam sayı) sinyaller sentez sırasında bir dizi kabloyla eşleştirilebilinir. Bu kablolar ' bit_vector '
ile modellenebilir, ' bit_vector ' sinyallerin önceden sayısal bir yorumlamaya gerek yoktur. Bu
nedenle sentez iki örnek mimari için aynı şekilde sonuçlanmaktadır. İşlem modeli basit bir
multiplexer(çoklayıcı) için çıkışa(outputZ) gönderilecek giriş değeri seçim(select) sinyaline(SEL) göre
belirlenir eğer sinyal ‘1’ ise A girişi (inputA) değilse yani ‘0’sa B girişi (inputB) seçilir.
Diziler için özellikle dikkat edilmesi gereken şey sinyal atamalarıdır. Bunun için veri tipi ve genişliği
uyuşmalıdır, bu dizi elemanlarının sırası için geçerli değildir. Değerler birbirlerine dizideki
pozisyonlarına göre atanmaktadır, dizine göre değil. Bunun için tasarımınızda (donanım
uygulamalarında) sadece tek yönde (aşağıya doğru) kullanım önerilir.
2.3.4 'integer' ve 'bit' Tipleri
architecture EXAMPLE_1 of DATATYPES is
signal SEL : bit ;
signal A, B, Z : integer range 0 to 3;
begin
A <= 2;
B <= 3;
process(SEL,A,B)
begin
if SEL = '1' then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
end EXAMPLE_1;
VEYA:
architecture EXAMPLE_2 of DATATYPES is
signal SEL : bit ;
signal A, B, Z: bit_vector (1 downto 0);
begin
A <= "10";
B <= "11";
process(SEL,A,B)
begin
if SEL = '1' then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
end EXAMPLE_2;
• ' bit' ve ' integer' kullanımıyla ilgili örnek
Integer(tam sayı) sinyaller sentez sırasında bir dizi kabloyla eşleştirilebilinir. Bu kablolar ' bit_vector '
ile modellenebilir, ' bit_vector ' sinyallerin önceden sayısal bir yorumlamaya gerek yoktur. Bu
nedenle sentez iki örnek mimari için aynı şekilde sonuçlanmaktadır. İşlem modeli basit bir
multiplexer(çoklayıcı) için çıkışa(outputZ) gönderilecek giriş değeri seçim(select) sinyaline(SEL)
göre belirlenir eğer sinyal ‘1’ ise A girişi (inputA) değilse yani ‘0’sa B girişi (inputB) seçilir.
Multiplexer (çoklayıcı )her iki veri tipindede işlem yapabilmektedir.
2.3.5 Dizi Tipleriyle Atamalar
architecture EXAMPLE of ARRAYS is
signal Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal C_BUS : bit_vector (0 to 3);
begin
Z_BUS <= C_BUS;
end EXAMPLE;
Elemanlar pozisyonlarına göre atanırlar , dizin sayılarına göre değil
Dizilerin yönlerinin herzaman aynı yönde olacak şekilde tanımlanması önerilir
Diziler için özellikle dikkat edilmesi gereken şey sinyal atamalarıdır. Bunun için veri tipi ve genişliği
uyuşmalıdır, bu dizi elemanlarının sırası için geçerli değildir. Değerler birbirlerine dizideki
pozisyonlarına göre atanmaktadır, dizine göre değil. Bunun için tasarımınızda (donanım
uygulamalarında) sadece tek yönde (aşağıya doğru) kullanım önerilir.
2.3.6 'bit' Veri Tipi İçin Atama Şekilleri
architecture EXAMPLE of ASSIGNMENT is
signal Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal BIG_BUS : bit_vector (15 downto 0);
begin
-- legal assignments:
Z_BUS(3) <= `1`;
Z _ B U S <= ``1100``;
Z_BUS <= b`` 1100 ``;
Z_BUS <= x`` c ``;
Z_BUS <= X`` C ``;
BIG_BUS <= B``0000 _ 0001_0010_0011 ``;
end EXAMPLE;
• Tek bit değerleri '.' arasında verilir
• Vektör değerleri "..." arasında verilir
o Taban belirtimi kişiye bağlıdır
(öntanımlı: b i n a r y)
o Değerler altçizgi ile bölünebilir
okunabilirliğini kolaylaştırmak için
Tek bit ile bit vektörlerinin belirtimi farklıdır
'bit' veri tipi için geçerli olan atamalar tüm karakter dizileri için de geçerlidir, ör. 'std_(u)logic_vector'
Sinyal değerlerinin belirtimi temel tiplerine göre farklılık göstermektedir, eğer temel tipi 'character'
ve'bit' ise bunlara uygun dizi tipi 'string' ve 'bit_vector' ’dür. Tek değerler herzaman (') tek tırnakla
verilir, dizi değerlerini girmek için ise (") çift tırnak kullanılır.
Bit vektörleri genellikle rakamsal değerleri göstermek için kullanılır, VHDL size bit vektörlerin
atamalarının okunabilirliğini arttırmak için birçok olasılık sunar. İlk olarak, kullanılacak sayı için bir
taban belirtilmelidir. Varsayılan olarak ikili(binary) veriler ‘0’ ve ‘1’ düşünülür. Eğer birden fazla
temel girilecekse kesinlikle çift tırnakla girilmelidir. Ek olarak okunabilirliği arttırmak için
altçizgiler(_) eklenebilir.
VHDL’93 standardıyla, aynı özellikler daha gelişmiş bit vektör tipi ' std_(u)logic_vector ' içinde
geçerlidir, bu tip ilerde daha iyi açıklanacaktır.
2.3.7 Birleştirme-Bağlama(Concatenation)
• Concatenation operator: &
Birleştirme operatörü
• Resulting signal assignment:
Sinyal atamasının sonucu
architecture EXAMPLE_1 of CONCATENATION is
signal BYTE : bit_vector (7 downto 0);
signal A_BUS, B_BUS : bit_vector (3 downto 0);
begin
BYTE <= A_BUS & B_BUS;
end EXAMPLE;
architecture EXAMPLE_2 of CONCATENATION is
signal Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT : bit;
begin
Z_BUS <= A_BIT & B_BIT & C_BIT & D_BIT;
end EXAMPLE;
Birleşme operatörüne '&' sadece '<=' atama operatörünün sağında kullanıldığı zaman izin
verilir.
Sinyalleri atamak için operatörün her iki tarafındaki veri tiplerinin birbiriyle eşleşmesi gerekmektedir.
Birleştirme operatörü ' & ' sağındaki ve solundaki aynı veri tipindeki elemanları gruplar. Yine sadece
dizinin pozsiyonu önemlidir indisi önemli değildir. Birleşme operatörüne '&' sadece '<=' atama
operatörünün sağında kullanıldığı zaman izin verilir.
Sinyalleri atamanın bir diğer sınırlama derdi olmayan acısız yolu, yapıları toplamaktır. Son diziyi
oluşturacak sinyalleri '(' ')' arasında belirtilir ve birbirinden ',' ile ayrılır. Basit birleştirme
(concatenation) yerine, bunda dizi elemanlarına kendi indisleriyle erişmek mümkündür. Henüz adresi
bilinmeyen indisleri seçmek için de ‘others’ anahtar sözcüğü kullanılabilir.
2.3.8 Kümeleme(Aggregates)
architecture EXAMPLE of AGGREGATES is
signal BYTE : bit_vector (7 downto 0);
signal Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT : bit;
begin
Z_BUS <= ( A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT ) ;
( A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT ) <= bit_vector'(``1011``);
( A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT ) <= BYTE(3 downto 0);
BYTE <= ( 7 => `1`, 5 downto 1 => `1`, 6 => B_BIT, others
=> `0`) ;
end EXAMPLE;
• Kümeleme sinyalleri bir araya
toplar
• Atamanın her iki tarafında da
kullanılabilinir
• 'other' anahtar sözcüğü geriye kalan
tüm elemanları seçmek için
kullanılır
Bazı kümeleme yapıları sentez aracı tarafından desteklenmeyebilir
Bir vektörün genişliği ne olursa olsun tüm bitlerine `0` atamak için: VECTOR <= (others => '0');
Sinyalleri atamanın bir diğer sınırlama derdi olmayan acısız yolu yapıları kümelemektir. Son diziyi
oluşturacak sinyalleri '(' ')' arasında belirtilir ve birbirinden ',' ile ayrılır. Basit birleştirme
(concatenation) yerine, bunda dizi elemanlarına kendi indisleriyle erişmek mümkündür. Henüz adresi
bilinmeyen indisleri seçmek için de ‘others’ anahtar sözcüğü kullanılabilir.
2.3.9 Diziyi Bölümleme
architecture EXAMPLE of SLICES is
signal BYTE : bit_vector (7 downto 0);
signal A_BUS, Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal A_BIT : bit;
begin
BYTE (5 downto 2) <= A_BUS;
BYTE (5 downto 0) <= A_BUS; -- y a n l ı ş
Z_BUS (1 downto 0) <= `0` & A_BIT;
Z_BUS <= BYTE (6 downto 3);
Z_BUS (0 to 1) <= `0` & B_BIT; -- y a n l ı ş
A_BIT <= A_BUS (0);
end EXAMPLE;
• Bölme işlemi dizinin elemanlarını seçmektir
Bölme işlemi “slice” ile dizinin yönü uyuşmalıdır
Birleştirme ve kümelemenin tersi olan bölümleme, bir dizinin bölümlerinin seçilmesi demektir, sadece
dizinin bir kısmı kullanılabilinir. Kullanılan dizinin bölümleri parantezlerle belirlenir ve sinyalin
belirtim tipine uymalı. Tabiki, bir dizinin tek tek elemanlarını seçmek mümkündür.
İlk yanlışın nedeni A_BUS ın boyutu ile bölümün parçası uyumlu değildir. İkinci yanlışın nedeni ise
yönleri uyuşmamaktadır.
2.3.10 Sorular
Sorulara sadece doğru yada yanlış şeklinde cevap verin.
7. Dizi atamaları aşağıdaki şekilde yapılır …
7.1. ...pozisyona göre .(EVET/HAYIR)
7.2. ...indeksine göre . (EVET/HAYIR)
7.3. ...opsiyoneldir yerine göre değişir. (EVET/HAYIR)
8. Bir BIT_VECTOR ‘ün ataması aşağıdaki gibi yapılabilir …
8.1. ... <= "000111XXUUU00";(EVET/HAYIR)
8.2. ...<= "0000111000111";(EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
7.1:EVET 7.2:HAYIR 7.3:HAYIR
8.1:HAYIR 8.2:EVET
9. Aşağıdaki tanımlamalar için hangi atamalar doğrudur?
signal A_BUS, B_BUS, Z_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal A_BIT, B_BIT, C_BIT, D_BIT : bit;
signal BYTE : bit_vector (7 downto 0);
9.1. BYTE <= (others => `1`); (EVET/HAYIR)
9.2. BYTE(7 downto4) <= A_BIT & B_BIT & A_BIT & B_BIT; (EVET/HAYIR)
9.3. Z_BUS <= A_BIT & B_BIT; (EVET/HAYIR)
9.4. BYTE (3 downto 0) <= (`1`, B_BIT, `0`, D_BIT); (EVET/HAYIR)
9.5. A_BUS (0 to 1) <= (others => `0`);(EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
9.1:EVET 9.2:EVET 9.3:HAYIR
9.4:EVET 9.5:HAYIR
2.4 Genişletilmiş Veri Tipleri
Standart veri tipleri modelleme işlemlerini yapmak için kısıtlı kalmaktadır. Elbette RAM ve ROM
hücrelerinin davranışlarını gerçeklemek mümkün olmalıdır, VHDL bu açıdan biraz hantal görülebilir.
Eğer diğer veri tipleri için diziler kullanılabilirse ,kodlama daha kolay olur.
Diğer bir durum, ek tipler okunabilirliği arttırmak içindir. VHDL kodu dokümantasyon kadar
kullanılışı iyi olmalıdır. Sembolik, sinyal değerleri için tanımlama isimleri genellikle kendi kendine
belgelenebilir kodlara neden olmaktadır. Bu açıklamaların gerekli olmadığı anlamına gelmez.
Varolan bu iki problem doğrultusunda, veri yolu sisteminin modellenmesi öntanımlı veri tipleriyle bir
kâbusa dönüşmektedir. Bir veri yolunun ana karakteristiği varolan çoklu yol katılımına bağlıdır, aynı
sinyal telleri birçok modül tarafından kullanılabilir. Eğer bir araç hiçbirşey iletmiyorsa, çıkış sürücüsü
diğer değerleri yoketmeyecek şekilde bir değer atanmalıdır.
2.4.1 Tip Sınıflama
• Sayısal(Scalar) tipler:
o Kesin bir değer içerir
o integer, real, bit, enumerated,physical
• Birleşik-karma(Composite) tipler:
o Bir değerden fazla değer içerebilir
o Dizi(array) : sadece bir tipteki değerler
o Kayıt(record ): farklı tipteki değerler
• Diğer tipler O t h e r t y p e s :
o “dosya”(file)
o "giriş"( access)
VHDL de veri tipleri üç kategoride sınıflandırılmaktadır: sayısal tipleri,birleşik tipler ve diğer tipler.
Sayısal tiplerin yalnızca bir değeri vardır. Örnekleri öntanımlı integer,real ve bit değerleridir. Fiziksel
veri tipleri(zaman) bu kategori içindedir , hem de kullanıcı tanımlı veri tiplerinin değer aralıkları
numaralama(enumeration) bildirilmiş olanları bu kategori içindedir. Sayısal tiplerin ayırt edilebilir
elemanları yoktur. Diğer taraftan, birleşik tipler, genellikle bir dizi değere sahiptir. Eğer bu değerler
aynı tipte ise bunlara dizi(array) denir, farklı tiplerde ise kayıt(record) denir.
Dosya(FILE) ve giriş(ACCESS) tipleri diğer objelere ulaşmayı sağlayan veri tipleridir. Dosya tipi bir
dosyadan veri okumak veya yazmak için kullanılır; giriş(ACCESS) tipi işaretçilerle (pointers)
benzerlik göstermektedir.
2.4.2 Numaralanmış(Enumeration)Tip
architecture EXAMPLE of ENUMERATION is
type T_STATE is (RESET, START, EXECUTE,
FINISH);
signal CURRENT_STATE, NEXT_STATE :
T_STATE ;
signal TWO_BIT_VEC : bit_vector(1 downto 0);
begin
-- valid signal assignments
NEXT_STATE <= CURRENT_STATE;
CURRENT_STATE <= RESET;
-- invalid signal assignments
CURRENT_STATE <= "00";
CURRENT_STATE <= TWO_BIT_VEC;
end EXAMPLE;
• Tasarımcı kendi tiplerini tanımlayabilir
o Gelişmiş okunabilirlik
(Genelde durum makinelerinin
durumlarını tanımlamak için
kullanılır)
o Kısıtlanmış değerler
Sentez araçları numaralamayı(enumerations ) uygun bit şablonuyla eşleştirir
VHDL de yeni bir sayısal veri tipi tanımlamak mümkündür. Bunlara numaralanmış(enumeration) tip
denir çünkü tüm olası obje (constant-sabit, signal-sinyal, variable-değişkenler) değerleri tip
tanımlamada bir listede belirtilmelidir. Kullanıcı tanımlı veri tipleri okunabilirliği arttırmak için sık sık
kullanılır. Sabitlenmiş bit şablonları yerine, veri tiplerinin değerlerinin sembolik isimleri kullanılır,
bunlar bit seviyesi gösterimde sentez esnasında eşleştirilir.
Örnekte, yeni bir veri tipi dört farklı durumu belirtecek şekilde(RESET, START, EXECUTE,
FINISH) tanımlanmıştır. Bu tip iki sinyal (CURRENT_STATE ve NEXT_STATE )için kullanılmıştır
ve belirtilmiş dört tip değeri doğrudan atanmıştır. Elbette sentezden sonra, her bir sinyal için 2 bit
gereklidir, fakat doğrudan iki bitlik bir vektör atamasına izin verilmez. Bir sinyal ataması sadece
numaralanmış değerler kullanıldığında yapılabilir.
Bazı sentez araçları numaralamayı(enumerations ) uygun bit şablonuyla eşleştirir.
2.4.3 Numaralanmış Tip(Enumeration) -
Örnek
architecture RTL of TRAFFIC_LIGHT is
t y p e T_STATE is
( INIT,RED,REDYELLOW,GREEN,YELLOW );
signal STATE, NEXT_STATE : T_STATE;
signal COUNTER: integer;
constant END_RED : integer := 10000;
constant END_GREEN : integer := 20000;
begin
LOGIC : process (STATE, COUNTER)
begin
NEXT_STATE <= STATE;
case STATE is
w h e n RED =>
if COUNTER = END_RED then
NEXT_STATE <= REDYELLOW ;
end if;
w h e n REDYELLOW => -- statements
when GREEN => -- statements
w h e n YELLOW => -- statements
when INIT => -- statements
end case;
end process LOGIC;
end RTL;
Şekildeki örnekte kullanıcı tanımlı veri tipinin okunabilirliğe olan etkisi gösterilmektedir. Mantık
bloğu bir trafik lambasının davranışını gerçeklemektedir. Veri tipi T_STATE mimarinin bildirimsel
bölümünde tanımlanmaktadır ve STATE ve NEXT_STATE sinyalleri için kullanılmıştır.
Algoritmadaki fonksiyonel davranışta oldukça açık sembolik isimler kullanılmaktadır. Bu amaçla, kod
içerisinde kontrol edilen uygun sayıcı değerleri için ek sabitler tanımlanmıştır.
2.4.4 BIT Tipi Sorunları
type BIT is ('0', '1')
• Sadece `0` ve `1`, değerleri kullanılabilmektedir
o Varsayılan değer `0`dır
• Simülasyon ve sentez için ek ihtiyaçlar vardır:
o Başlangıç durumuna getirilmemiş(uninitialized)
o Yüksek empedans-özdirenç
o Tanımlanmamış
o Önemsiz durumu(`don`t care`)
o Farklı sürücü güçlüğü
Bit veri tipi değer olarak yalnızca 0 ve 1 almaktadır. Basit mantık modelleri için bu normaldir bir
teldeki değer ya yüksek yada düşük seviyededir. VHDL de objelerinin başlangıç değerleri herzaman
varsayılan değerlerdir. Bu nedenle simülasyona başlandığında tüm bit tipindeki sinyal yada
değişkenler ‘0 ’ değerini alır. Bu da bir tasarımının yeniden başlatma davranışını belirlemeyi imkansız
kılmaktadır, eğer bir yazmacın(register) yeniden başlatma değeri de ‘0’ ise .
Eğer gerçek donanım sürücüleri modellenecekse farklı sürücü güçlükleri veya yüksek empedans
çıkışları için ek geçerli kablo durumları gereklidir.
Başlangıçta, birçok uyumsuz çok-değerli mantık sistemleri farklı yazılım firmaları tarafından
tanımlanmıştı. Bu sorunu çözmek için, IEEE tarafından 1992’de standart bir 9-değerli sistem
tanımlanmış ve kabul edilmiştir.
2.4.5 Çok-değerli Tipler
• Çok değerli mantık tipleri yeni veri tipleri ile tanımlanmıştır
o Uninitialized(başlangıç değeri olmayan)
o Unknown(bilinmeyen)
o high impedance(yüksek empedanslı)
o ...
• Yapımcı bağımlı gerçeklemeler
o mvl4, mvl7, mvl9, ..., mvl46
• 1992 den önce ortak bir standart yoktu
• IEEE-standardı
o 9-değerli mantık sistemi tanımlandı ve IEEE tarafından kabul edildi
o IEEE 1164 (STD_LOGIC_1164) standardı
2.4.6 IEEE Standart Mantık Tipi
(Standard Logic Type)
type STD_ULOGIC is (
` U `, -- uninitialized
` X `, -- strong 0 or 1 (= unknown)
` 0 `, -- strong 0
` 1 `, -- strong 1
` Z `, -- high impedance
` W `, -- weak 0 or 1 (= unknown)
` L `, -- weak 0
` H `, -- weak 1
` - `, -- don`t care);
• 9 farklı sinyal durumu vardır
• Daha kaliteli simülasyon
sonuçları alınmıştır
• İletim yolu modelleme
• ASCII karakterleri("ASCII-
characters")
• 'IEEE.std_logic_1164' paketi içerisinde tanımlanır.
• 'std_logic' deki benzer veri tipleriyle aynı değerler sahiptir
• Dizi veri tipleri: 'std_(u)logic_vector', 'bit_vector' e benzer şekildedir
• Tüm bit operasyonları kullanılabilir
VHDL tasarımında IEEE standardı kullanılmıştır
Yeni veri tipi 'std_ulogic' olarak adlandırılır ve IEEE kütüphanesi içerisindeki 'std_logic_1164' paketi
içinde tanımlanmıştır('use IEEE.std_logic_1164.all' ifadesi eklenerek kullanılabilinir). Yeni tip
numaralandırılmış tipteki ‘0’ ve ‘1’ e ek olarak ek ASCII karakterlerini içerir.
2.4.7 Kararlı ve Kararsız Tipler
(Resolved and Unresolved)
• Sinyal atamaları sürücülerle
simgelenmiştir
• Kararsız veri tipleri: sadece bir sürücü
• Kararlı veri tipi: bir sinyal için birçok
sürücü vardır
architecture EXAMPLE of ASSIGNMENT is
signal A, B, Z: bit;
signal INT: integer;
begin
Z <= A;
Z <= B;
Z <= INT; -- w r o n g
end EXAMPLE;
• Geçerli atama şartları
o Tipler uyuşmalı
o Kararlı tip olmalı, eğer aynı
zamanlı 1 den fazla atama varsa
Eğer birden fazla sürücü bir sinyalinde değerini değiştirmeye çalışıryorsa bir karar fonksiyonuna
ihtiyaç vardır çelişkiyi önlemek için. Unutmayın ki karar çelişkileri derleme sırasında anlaşılmaz
çalışma zamanında anlaşılır.
2.4.8 Std_Logic_1164 Paketi
P AC K AGE std_logic_1164 IS
--------------------------------------------------
-- logic state s y s t e m (unresolved)
--------------------------------------------------
TYPE STD_ULOGIC IS (
`U`, -- uninitialized
`X`, -- Forcing Unknown
`0`, -- Forcing 0
`1`, -- Forcing 1
`Z`, -- High Impedance
`W`, -- Weak Unknown
`L`, -- Weak 0
`H`, -- Weak 1
`-`, -- don`t care);
--------------------------------------------------
-- unconstrained array of std_ulogic for use
-- with the resolution function
---------------------------------------------------
TYPE std_ulogic_vector IS
AR R AY ( NATURAL R A N G E <> ) OF std_ulogic;
---------------------------------------------------
-- resolution function
---------------------------------------------------
FUNCTION resolved ( s : std_ulogic_vector )
RETURN std_ulogic;
---------------------------------------------------
-- *** industry standard logic type ***
---------------------------------------------------
S UB T Y PE std_logic IS resolved std_ulogic;
---------------------------------------------------
-- unconstrained array of std_logic
-- fo r use in declaring signal a r r a y s
---------------------------------------------------
TYPE std_logic_vector IS
AR R AY ( NATURAL R A N G E <>) OF std_logic;
END std_logic_1164;
Standart ‘bit’ veri tipi yerine IEEE standardında çok değerli mantık sistemlerini kullanmanızı önerilir.
Yeni tip 'std_ulogic' olarak isimlendirilir ve IEEE standardında olan 'std_logic_1164' paketi tarafından
tanımlanmıştır.
Burada en çok ihtiyaç duyulan sinyal değerleri tanımlanmıştır. Bit değerleri için ‘0’ ve ‘1’
sembolleriyle birlikte ASCII karakterleri de eklenmiştir, bunlardan en önemli olanları 'u'
(uninitialized-başangıç değeri olmayan) ve 'x' (unknown value-bilinmeyen değer)dir.
'std_logic_1164' paketindeki 'std_ulogic' tip tanımlamasıyla birlikte 'std_logic' benzer tipler
kullanılabilmektedir yani 'std_logic' ile aynı değer kümesine sahiptir ortak tip tanımlamaları.
'bit_vector'dizi veri tipleri gibi 'std_(u)logic_vector' de kullanılabilmektedir. Yani, yeni pakette eski
paketteki tüm standart ‘bit’ tanımlamaları desteklemektedir.
'std_ulogic' veri tipi ("u" = "unresolved"-kararsız) kararlı 'std_logic' veri tiplerine temel
oluşturmaktadır. 'std_logic_1164' tanımlanmış karar fonksiyonu 'std_logic' kullanılan sinyal
atamalarında temel veri tipleri getirilir.
2.4.9 Karar Fonksiyonu
FUNCTION resolved ( s : std_ulogic_vector ) RETURN std_ulogic IS
CONSTANT resolution_table : std_logic_table := (
-- ------------------------------------------------------------------
-- U X 0 1 Z W L H -
-- ------------------------------------------------------------------
( 'U', 'U', 'U', 'U', 'U', 'U', 'U', 'U', 'U' ), -- U
( 'U', 'X', 'X', 'X', ' X ', 'X', 'X', 'X', 'X' ), -- X
( 'U', 'X', '0', ' X ' , '0', '0', '0', '0', 'X' ), -- 0
( 'U', 'X', 'X', '1', '1', '1', '1', '1', 'X' ), -- 1
( 'U', 'X', '0', '1', 'Z', 'W', 'L', 'H', 'X' ), -- Z
( 'U', 'X', '0', '1', 'W', 'W', 'W', 'W', 'X' ), --W
( 'U', 'X', '0', '1', 'L', 'W', 'L', 'W', 'X' ), -- L
( 'U', 'X', '0', '1', 'H', 'W', 'W', 'H', 'X' ), -- H
( 'U', 'X', 'X', 'X', ' X ' , 'X', 'X', 'X', 'X' ) -- - );
V AR I AB L E result : std_ulogic := 'Z'; -- weakest state default
B E GI N
IF (s'LENGTH = 1) THEN
RETURN s(s'LOW);
ELSE
FOR i IN s 'R AN G E LOOP
result := resolution_table(result, s(i));
END LOOP;
END IF;
RETURN result;
END resolved;
• Tüm yürütülen değerler bir vektör de
tutulur
• Sonuç, tabloya göre eleman eleman
hesaplanır
• Karar fonksiyonu, sinyal atamaları
kararlı değerleri içerdiğinde çağırılır
Karar sürecinin kendisinden kaynaklanan çelişme, birçok sürücüden gelen son sinyal değerleri
hakkındaki karar , bir karar tablosu üzerine kurulmuştur. Tüm sürülen değerler bir dizide tutulur ve
karar fonksiyonuna gönderilir, tek bir sürücü hazır olana kadar. Sonuç eleman eleman hesaplanarak
elde edilir:Mevcut sonuç, karar tablosunun bir satırını seçer ve bir sonraki sinyal sürücüsü sonuçlanan
sinyal değerini sütundan seçer.
2.4.10 STD_LOGIC ile STD_ULOGIC
Karşılaştırma
STD_ULOGIC
STD_ULOGIC_VECTOR
Faydası
• Aynı anda(koşutzamanlı) birçok sinyal atamalarından
kaynaklanan hata mesajlarında
STD_LOGIC
STD_LOGIC_VECTOR
Faydası
• Genel sanayi standardıdır
o Kapı seviyesi netlists
o Matematiksel fonksiyonlar
• Üç-durumlu veri yolları için gereklidir
STD_LOGIC(_VECTOR) RT seviyesi tasarım için gereklidir
'buffer' kapı modunu çoklu sinyal atamalarını önlemek için kullan
'std_logic' in küçümsenmeyecek avantajlarından biri ise vektörler üzerindeki aritmetik işlemlerin
tanımlanmasıdır. Bu karmaşık dönüşüm fonksiyonlarını önlerken, kodun okunabilirliğini
arttırmaktadır.
' numeric_std ' paketi IEEE kütüphanesinin içindedir ve bit vektörlerinin iki sayısal yorumlamasını
desteklemektedir, bu işaretli(signed) ve işaretsiz(unsigned) tamsayı değerleridir. Operatörlerin aşırı
yüklenmesi (operator overloading) karma vektörler ve tamsayı(integers)ifadele için kullanılabilir.
Ancak unutmayın ki sinyal atama operatörlerinin aşırı yüklenmesi imkansızdır bu nedenli dönüşüm
fonksiyonları ' to_integer ' ve ' to_(un)signed ' pakette tanımlanmıştır.
2.4.11 NUMERIC_STD Paketi
• 'std_logic' tabanlı vektörler için saysal yorumlama sağlar
o İşaretli(signed): 2’ye tümleyeni (işaret+ kendi değeri)
o İşaretsiz (unsigned): pozitif tamsayılar için ikili gösterim
• Aşırı yüklenmiş(Overloaded) matematiksel operatörler
o Vektör ve tamsayı değerlerinin karışımına izin verir (vector <= vector + 1)
• Aşırı yüklenmiş(Overloaded) ilişkisel operatörler
o Farklı vektör uzunluklarından kaynaklanan problemlerin önlenmesi
o Vektörlerin tamsayı değerlerin göre karşılaştırılması
• NUMERIC_BIT paketi 'bit' temel veri tipi olarak kullanılır
bit' ve 'bit_vector' ün kullanımı tavsiye edilmez
2.4.12 Diziler(Arrays)
type STD_ULOGIC_VECTOR is
array (natural range <>) of STD_ULOGIC;
type MY_BYTE is
array(7 downto 0) of STD_ULOGIC;
signal BYTE_BUS : STD_ULOGIC_VECTOR(7 d o w n t o 0);
signal TYPE_BUS : MY_BYTE;
• Bir dizi tipinin tanımlanması
o Sınırlı veya sınırsız boyutta
• Sinyal tipinin bildirimi
o Alan belirtimi gerekmektedir
architecture EXAMPLE of ARRAY is
type CLOCK_DIGITS is
(HOUR10,HOUR1,MINUTES10,MINUTES1);
type T_TIME is
array(CLOCK_DIGITS) of integer range 0 to 9;
signal ALARM_TIME : T_TIME := (0,7,3,0);
begin
ALARM_TIME(HOUR1) <= 0;
ALARM_TIME(HOUR10 to MINUTES10) <= (0,7,0);
end EXAMPLE;
• Dizin(index)kümesi herhangi bir tipte
olabilir
Sadece tamsayı dizin kümeleri tüm sentez araçları için geçerlidir.
Diziler tek bir veri tipindeki değerlerden oluşur ve VHDL de yeni bir tip olarak gösterilir. Dizinin
boyutu tanımlama zamanında belirsiz bırakılabilir. Buna sınırsız diziler denir ancak sinyaller için
kullanılamazlar, dizin alanı sinyal belirtiminde bildirilmelidir. Sınırsız dizilerin avantajı farklı
uzunluktaki objeleri birleştirirken(concatenate) kullanılır. Eğer herbir dizi uzunluğu farklı bir veri
tipindeyse bu mümkün değildir.
VHDL dizin kümesi için herhangi bir kısıtlama getirmiyor, ancak sayı dışındaki belirtimler genelde
sentezlenememektedir.
2.4.13 Çokboyutlu Diziler
architecture EXAMPLE of ARRAY is
type INTEGER_VECTOR is
array (1 to 8) of integer;
-- 1 --
type MATRIX_A is
array(1 to 3) of INTEGER_VECTOR ;
-- 2 --
t y p e MATRIX_B is
array(1 to 4, 1 to 8) of integer ;
signal MATRIX_3x8 : MATRIX_A;
signal MATRIX_4x8 : MATIRX_B;
begin
MATRIX_3x8(3)(5) <= 10; --array of array
MATRIX_4x8(4, 5) <= 17; -- 2 dim array
end EXAMPLE;
• 2 olasılık vardır
o Dizinin dizisi
o Çokboyutlu dizi
• Farklı referanslıdır
• Sentez araçları tarafından desteklenmektedir
Çok boyutlu diziler iki şekilde tanımlanabilir, birincisi, başka bir dizi veri tipinin dizisi, şeklindedir.
' MATRIX_3x8(2)(4) ' de 2 ' MATRIX_A ' nın ikinci ' INTEGER_VECTOR ' ü seçilmesini sağlar,
4 ise ' INTEGER_VECTOR ' deki dördüncü tamsayı değerini döndürür.
Çokboyutlu diziler yeni bir veri tipi tanımlaması olarak da kullanılabilir(2). Farklı boyutların alanları
',' sembolüyle birbirinden ayrılır, örnekteki gibi array(1 to 4, 1 to 8) of integer ; bu 4 e 8 lik bir iki
boyutlu diziyi ifade eder. Çokboyutlu dizilerin genelde sadece 2 boyutluya kadar olanı sentezlenebilir.
Çok boyutlu dizilere değer atamanın en uygun şekli kümeleme(aggregate) mekanizmasıdır.
Kümeleme bu amaçla içiçe geçmiştir.
2.4.14 Kümeleme ve Çok Boyutlu Diziler
architecture EXAMPLE of AGGREGATE is
t y p e INTEGER_VECTOR is
array (1 to 8) of integer;
t y p e MATRIX_A is
array(1 to 3) of INTEGER_VECTOR;
t y p e MATRIX_B is
array(1 to 4, 1 to 8) of integer;
signal MATRIX3x8 : MATRIX_A;
signal MATRIX4x8 : MATIRX_B;
signal VEC0, VEC1,
VEC2, VEC3 : INTEGER_VECTOR;
begin
MATRIX3x8 <= (VEC0, VEC1, VEC2);
MATRIX4x8 <= (VEC0, VEC1, VEC2, VEC3);
MATRIX3x8 <= (others => VEC3);
MATRIX4x8 <= (others => VEC3);
MATRIX3x8 <= (others => (others => 5));
MATRIX4x8 <= (others => (others => 5));
end EXAMPLE;
• Kümeleme içiçe geçmiş olabilir
• Kümeleme, çok boyutlu bir dizinin tüm
elemanlarına atama yapmak için kullanılabilir
Bir kümeleme ile, silmedeki gibi tüm elemanlar için aynı değer atanabilir.
2.4.15 Kayıtlar(Records)
architecture EXAMPLE of AGGREGATE is
type MONTH_NAME is (JAN, FEB, MAR, APR,
MAY, JUN, JUL, AUG,
SEP, OCT, NOV, DEC);
t y p e DATE is
record
DAY: integer range 1 to 31;
MONTH: MONTH_NAME;
YEAR: integer range 0 to 4000;
end record;
t y p e PERSON is
record
NAME: string (0 to 8);
BIRTHDAY: DATE;
end record;
signal TODAY: DATE;
signal STUDENT_1: PERSON;
signal STUDENT_2: PERSON;
begin
TODAY <= (26, JUL, 1988);
STUDENT_1 <= ("Franziska", TODAY);
STUDENT_2 <= STUDENT_1;
STUDENT_2.BIRTHDAY.YEAR <= 1974;
end EXAMPLE;
• Farklı tipteki elemanlardır
• Yapılabilecek atamalar
o record<= record
o record<= aggregate(kümeleme)
o record.element <= value(değer)
Dizi tiplerinin tersi olarak, kayıtlar farklı tipteki veri tiplerini yeni oluşturulmuş yapılarla içine alır.
Değer atamak için üç seçenek vardır: en açık metod ise bir kaydı diğerine atamaktır (' STUDENT_2
<= STUDENT_1 '). Fakat bu bireysel olarak değer atamaya izin vermez. Kümeleme bu amaçla sıkça
kullanılır,ör. farklı eleman değerleri bir araya toplanır' TODAY <= (26, JUL, 1988) '. Tek
elemanların adresleri RECORD.ELEMENT yapısıyla gösterilir, örnekteki
'STUDENT_2.BIRTHDAY.YEAR <= 1974 ' gibi. Bu gösterim içiçe kayıtlarda da kullanılır.
2.4.16 Tip Dönüşümü
architecture EXAMPLE of CONVERSION is
type MY_BYTE is array (7 downto 0) of
std_logic;
signal VECTOR: std_logic_vector(7 downto
0);
signal SOME_BITS: bit_vector(7 downto 0);
signal BYTE: MY_BYTE;
begin
SOME_BITS <= VECTOR; -- wrong
SOME_BITS <= Convert_to_Bit( VECTOR ) ;
BYTE <= VECTOR; -- wrong
BYTE <= MY_BYTE( VECTOR ) ;
end EXAMPLE;
• Veri tipleri atama için uyuşmalıdır
o Tip dönüşüm fonksiyonları
o Tip kırpma(cast)
• Birbiriyle yakın ilişki tipler
o integer <-> real
o aynı büyüklükteki, dizin
kümesindeki ve eleman tipindeki
dizilerde
Birbiriyle uyuşan veri tipleri için birbirine atamalar için tip dönüşümü gereklidir. Bu dönüşümler
birbiriyle yakın ilişkili veri tipleri için geçerlidir. Gösterilen kod VHDL de geçerlidir VHDL:
' REAL_SIGNAL <= real(INTEGER_SIGNAL) '. Gösterim şekli fonksiyon çağırmaya
benzemektedir, sadece beklenen veri tipi önisim gibi kullanılır.
Diziler de ayrıca, eğer aynı tipte elemanları varsa ve büyüklüğü ve dizin kümesi aynıysa yakın ilişkili
veri tipleridir.Tip kırpma genelde bit vektörlerle ilgili işlemlerin üstesinden gelmek için kullanılır
(' bit_vector ', ' std_(u)logic_vector ') bu bit vektörlerin sayısal yorumlama yeteneği yoktur.
Bit vektörleri için aritmetik ve ilişkisel operatörler ' signed '(işaretli) veya ' unsigned '(işaretsiz) tipler
bit değerlerini 2’nin tümleyeniyle yorumlayarak sağlar. Tip ve operatör tanımlamaları (' use
IEEE.numeric_bit/std.all ') kullanılabilir hale getirilerek sağlanır.
2.4.17 Alttipler(Subtypes)
architecture EXAMPLE of SUBTYPES is
type MY_WORD is array (15 downto 0) of std_logic;
subtype SUB_WORD is std_logic_vector (15 downto 0);
subtype MS_BYTE is integer range 15 downto 8;
subtype LS_BYTE is integer range 7 downto 0;
signal VECTOR: std_logic_vector(15 downto 0);
signal SOME_BITS: bit_vector(15 downto 0);
signal WORD_1: MY_WORD;
signal WORD_2: SUB_WORD;
begin
SOME_BITS <= VECTOR; -- wrong
S O M E _ B ITS <= Convert_to_Bit(VECTOR);
WORD_1 <= VECTOR; -- wrong
WORD_1 <= MY_WORD(VECTOR);
WORD_2 <= VECTOR; -- correct!
WORD_2(LS_BYTE) <= "11110000";
end EXAMPLE;
• Varolan tiplerin alt kümeleridir
• Orijinal tiple aynı tiptedir
• Sinyal atamalarında daha okunabilirdir
o Tip kırpmalarını(cast) ve tip
dönüşümünü eler
o Dizi büyüklüğü için sembolik isimler
Tamamen yeni bir tip belirtmek yerine varolan tiplerin alttiplerini belirtmek mümkündür, eğer bir tip
başka bir tipin kısıtlanmış haliyse kullanılır. Alttipler orijinal tiple aynı tiptedir ve bu nedenle temel
tiple uyuşmaktadır böylece tip kırpmaya(casting) veya dönüşümüne gerek yoktur. Alttipler ayrıca, dizi
boyutları için sembolik isimler yaratmak için kullanılır.
Bu VHDL de ‘alias’(takma ad) ın sentezlenebilir alternatifidir. Takma ad(alias) daha önce varolan
objelere başka isimler vermek için kullanılır. Bu yolla karmaşık veri yapılarını doğrudan ulaşılabilir
daha basit parçalara bölmek mümkündür.
2.4.18 Takma Ad(Aliases)
architecture EXAMPLE of ALIAS is
signal DATA is bit_vector(9 downto 0);
alias STARTBIT : bit is DATA(9) ;
alias MESSAGE: bit_vector(6 downto 0) is
DATA (8 downto 2);
alias PARITY: bit is DATA(1);
alias STOPBIT: bit is DATA(0);
alias REVERSE: bit_vector(1 to 10) is DATA;
function calc_parity(data: bit_vector) return bit is
. . .
begin
STARTBIT <= '0';
MESSAGE <= "1100011";
PARITY <= calc_parity(MESSAGE);
REVERSE(10) <= '1';
end EXAMPLE;
• Daha önce varolan objelere yeni isimler
verilmesidir
• Karmaşık veri yapılarını daha kolay hale
getirir
Takma adlar her zaman sentez araçları tarafından desteklenmezler.
2.5 Operatörler-İşletmenler
logical
not
and
or
nand
nor
xor
xnor
relational
=
/=
<
<=
>=
>
shift
sll
srl
sla
sra
rol
ror
arithmetic
+
-
*
/
mod
rem
**
abs
Artan önceliğe göre sıralanmıştır yüksek->düşük (top->down)
Yeni operatörler: xnor, shift tanımlıdır
Tabloda VHDL de dahaönceden tanımlanmış operatörler bulunmaktadır. Çeşitlerine ve önceliğine
göre sıralanmıştır. Lütfen VHDL’93 de yeni operatörler olduğunu unutmayın.
2.5.1 Mantıksal Operatörler
entity LOGIC_OP is
port (A, B, C, D : in bit;
Z1: out bit;
EQUAL : out boolean);
end LOGIC_OP;
architecture EXAMPLE of LOGIC_OP is
begin
Z1 <= A and (B or (not C xor D)));
EQUAL <= A xor B; -- w r o n g
end EXAMPLE;
• Önceliği
o Değil(not) (en üst öncelikli)
o VE(and), or(VEYA), nand(VEDEĞİL),
nor(VEYADEĞİL), xor(DIŞARAN VEYA),
xnor(DIŞARAN VEYA DEĞİL)
(eşit öncelikli)
• Öntanımlıdır:
o bit, bit_vector
o boolean
• Veri tipleri uyuşmalıdır
Parantez, gerçekleme sırasını belirlemek için kullanılmak zorundadır.
Dizilerle yapılan mantıksal işlemler aynı tipte ve aynı uzunlukta olmak zorundadır. İşlem eleman
eleman yapılır.
2.5.2 Dizilerle Mantıksal Operasyonlar-
İşlemlşer
architecture EXAMPLE of LOGICAL_OP is
signal A_BUS, B_BUS : bit_vector (3 downto 0);
signal Z_BUS : bit_vector (4 to 7);
begin
Z_BUS <= A_BUS and B_BUS;
end EXAMPLE;
• İşlenenler aynı uzunluk ve tipte olmalıdır
• Atama elemanın yerine göre yapılır
(alan tanımlamasına göre yapılır)
2.5.3 Kaydırma(Shift) Operatörleri:
Örneklerle
Sadece tek boyutlu boolean bit dizileri için tanımlanmıştır!
Mantıksal kaydırma(Logical shift)
Sola
Sağa
Aritmetik kaydırma(Arithmetic shift)
Döndürme(Rotation)
2.5.4 İlişkisel Operatörler
architecture EXAMPLE of
RELATIONAL_OP is
signal NR_A, NR_B: integer;
signal A_EQ_B1, A_EQ_B2: bit;
signal A_LT_B: boolean;
begin
-- A,B may be of any standard data type
process (A, B)
begin
if (A = B) then
A_EQ_B1 <= '1';
else
A_EQ_B1 <= '0';
end if;
end process;
A_EQUAL_B2 <= A = B; -- w r o n g
A_LT_B <= B <= A;
end EXAMPLE
• Tüm standart veri tipleri için
öntanımlıdır
• Sonuç:
bool(boolean)tipindedir
doğru/yanlış(true, false)
2.5.5 Dizilerle Karşılaştırma İşlemleri
architecture EXAMPLE of
COMPARISON is
signal NIBBLE: bit_vector(3 downto 0);
signal BYTE: bit_vector(0 to 7);
begin
NIBBLE <= "1001";
BYTE <= "00001111";
COMPARE: process (NIBBLE, BYTE)
begin
if (NIBBLE < BYTE) then
-- evaluated as:
-- if (NIBBLE(3) < BYTE(0)) or
-- ((NIBBLE(3) = BYTE(0)) and
-- (NIBBLE(2) < BYTE(1))) or
-- ((NIBBLE(3) = BYTE(0)) and
-- (NIBBLE(2) = BYTE(1)) and
-- (NIBBLE(1) < BYTE(2))) or
...
-- better:
if (( "0000"& NIBBLE) <= BYTE)
then
...
end EXAMPLE;
• İşlenenler aynı tiptedir
• Diziler:
o farklı uzunlukta olabiir
o sol-taraftaki karşılaştırma için önceliklidir
o eleman eleman karşılaştırılırlar
• Sayısal yorumlama yapılmaz
(unsigned, 2-complement, vb.)
Karşılaştırma için dizilerin uzunluğuna göre öncelik ayarlar
Dizi tipleri arasında karşılaştırma yaparken, karşılaştırma soldan sağa doğru yapılır. Bunun anlamı
eğer farklı boyutlarda diziler "111" “1001” den büyüktür. Eğer bu sizin için uygun değilse dizilerin
boyutlarını elle eşitleyin,soluna sıfır koyarak. Böylece birleştirme '0'&"111" "1001" den küçüktür.
2.5.6 Aritmetik Operatörler
+ : toplama(addition)
- :çıkarma(substraction)
* :çarpma(multiplication)
/ :bölme(division)
m o d :modu(modulo)
** : üssü(exponentiation)
abs: :mutlak değeri (absolute value)
rem :kalan (remainder)
• İşlenenler aynı tipte olmalı
• Öntanımlıdır:
o Tam sayı(integer)
o Reel sayılar(real) (mod ve rem hariç)
o Fiziksel tipler (ör. zaman(time))
• bit_vector için tanımlanmamıştır (sayı biçimi
tanımlı değildir: unsigned, 2-complement, etc.)
• Klasik matematiksel anlam ve önceliğe sahiptir
• '+ ' ve '-' tekli operatörler olarak kullanılabilirler
signal A, B, C: integer;
signal RESULT: integer;
RESULT<= -A + B * C;
VHDL operatörleri kendini açıklayan operatörlerdir. İlişkisel operatörler tüm öntanımlı veri
tipleri için geçerliyken, mantıksal,kaydırma ve aritmetik operatörler sadece bit ve sayısal
değerler için geçerlidir.
Döndürme ve kaydırma operasyonları VHDL’93 standardıyla diziler üzerinde kullanılır.
Normal kaydırma yapılırken sola kaydırılırken en sağdaki değer, sağa kaydırılırken en soldaki
değer kaybolur. Aritmetik kaydırmada ise değer kaybolmaz normal kaydırmada kaybolan
değerler korunur eski yerlerinde. Döndürmede ise kaybolan değer boş olan yere gider yani
sola kaydırırken en soldaki değer kaydırıldıktan sonra en sağdaki değer olarak geçer.
Bir tamsayının bölümünü hesaplamak için iki operatör mevcuttur. Örneğin;
5 rem 3 = 2, 5 mod 3 = 2 ( 5 = 1 * 3 + 2 )
(-5) rem 3 = -2, (-5) mod 3 = 1 (-5 = (-1)* 3 + (-2)
= (-2)* 3 + 1) )
(-5) rem (-3) = -2, (-5) mod (-3) = -2 (-5 = 1 *(-3) + (-2) )
5 rem (-3) = 2, 5 mod (-3) = -1 ( 5 = (-1)*(-3) + 2
= (-2)*(-3) + (-1) )
2.5.7 Sorular
Aşağıdaki soruları EVET ya da HAYIR şeklinde yanıtlayın.
10. std_ulogic_vector tipinde hangi operatörler kullanılabilir?
10.1. ... Mantık operatörleri (EVET/HAYIR)
10.2. ... Aritmetik operatörler (EVET/HAYIR)
10.3. ... Karşılaştırma operatörleri (EVET/HAYIR)
11. Diziler aşağıdaki şekilde karşılaştırılabilir mi…
11.1. ... pozisyonlarına göre. (EVET/HAYIR)
11.2. ... soldan sağa doğru (EVET/HAYIR)
12. Dizi elemanları aşağıdakilere göre atanır …
12.1. ... otomatik olarak, pozisyonlarına göre(EVET/HAYIR)
12.2. ... özel olarak, dizinine göre (ör.: Z_BUS(1) <= `3`;)(EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
10.1:EVET 10.2:HAYIR 10.3: EVET
11.1: EVET 11.2: EVET
12.1: EVET 12.2: EVET
2.5.8 Sorular
13. Hangi yapılar doğru VHDL i sunar?
signal BOOL : boolean;
signal A_INT, B_INT, Z_INT: integer range 0 to 15;
signal Z_BIT : bit;
signal A_VEC, B_VEC, Z_VEC: bit_vector (3 downto 0);
signal A_VEC2, B_VEC2, Z_VEC2: bit_vector (7 downto 0);
13.1. Z_BIT <= A_INT = B_INT; (EVET/HAYIR)
13.2. BOOL <= A_INT > B_VEC; (EVET/HAYIR)
13.3. Z_INT <= A_INT + B_INT; (EVET/HAYIR)
13.4. Z_INT <= A_INT = ``0001``; (EVET/HAYIR)
13.5. Z_BIT <= A_VEC and B_INT; (EVET/HAYIR)
13.6. Z_VEC <= A_VEC2 and B_VEC2; (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
13.1:HAYIR 13.2:HAYIR 13.3:EVET
13.4:HAYIR 13.5:HAYIR 13.6:HAYIR
2.6 Sıralı-Ardışıl(Sequential) İfadeler
• Kod içerisinde görüldüğü sıraya göre
gerçekleştirilirler
• Sadece içiçe işlemlere izin verilir
• Algoritmaları anlatmak için kullanılır
İşlemlerdeki tüm ifadeler veya altprogramlar sıralı olarak işlenir. Gerçekleştirme akışının kontrolü
için birçok yapı vardır. Bunlar arasında, if(koşul) deyimi, en sık kullanılanıdır.
IF koşulu bir boolean(true yada false)(doğru yada yanlış) değer biçmelidir. İlk IF deyimini, ondan
sonra birçok ELSIF koşulu takipedebilir. ELSE genellikle son olarak yerleştirilir ve o ana kadarki tüm
geçersiz durumları biraraya toplar. IF ifadesi END IF ile sonlandırılır.
İlk IF deyimi en yüksek önceliğe sahiptir, eğer bu koşul sağlanıyorsa bir sonrali IF – END IF ifadesine
atlar.
Örnekteki kodda aynı davranıştaki iki farklı gerçekleme kodunu göstermektedir. Sinyal Z ye yapılan
sinyal atamalarına (soldaki işlemin ilk satırında ) varsayılan atama denir, bunun etkileri, Z atamasının
üstüne başka bir atama yoksa görülebilir.
2.6.1 IF İfadesi
if CONDITION then
-- sequential statements
end if;
if CONDITION then
-- sequential statements
else
-- sequential statements
end if;
if CONDITION then
-- sequential statements
elsif CONDITION then
-- sequential statements
· · ·
else
-- sequential statements
end if;
CONDITION : koşul
suquencial statement : sıralı ifade
• Koşul bir bool(boolean) ifadesidir yani ya doğrudur yada yanlış
• Opsiyonel elseif sıralısı
o Koşullar üstüste binebilir
o öncelik
• Opsiyonel else yolu
o Eğer tüm koşullar yanlış sonuç verdiyse gerçeklenir
Dikkat: elsif ile end if arasındaki farka
IF koşulu bir bool(boolean) değerle (doğru yada yanlış) gerçekleştirilmek zorundadır. İlk if
koşulundan sonra herhangi bir sayıda elsif koşulu takip edebilir. Üstüstebinme(overlap) faklı
koşulların içinde gerçekleşebilir. Bir else dallanması, eğer daha önceki tüm durumlar yanlış ise , son
ifadeye opsiyonel olarak koyulabilir. Bir if ifadesi ‘end if’ ile sonlandırılır.
İlk if koşulu en yüksek önceliğe sahiptir: eğer bunun içindeki tüm ifadeler kontrol edildiyse geri kalan
‘if-end if’ bloğuna atlanır.
2.6.2 IF İfadesi: Örnek
entity IF_STATEMENT is
port (A, B, C, X : in bit_vector (3 downto 0);
Z : out bit_vector (3 downto 0);
end IF_STATEMENT;
architecture EXAMPLE1 of IF_STATEMENT is
begin
process (A, B, C, X)
begin
Z <= A;
if (X = "1111") then
Z <= B;
elsif (X > "1000") then
Z <= C;
end if;
end process;
end EXAMPLE1;
architecture EXAMPLE2 of IF_STATEMENT is
begin
process (A, B, C, X)
begin
if (X = "1111") then
Z <= B;
elsif (X > "1000") then
Z <= C;
else
Z <= a;
end if;
end process;
end EXAMPLE2;
Örnek kodda aynı davranıştaki iki farklı gerçekleme gösterilmiştir. İlk satırdaki Z sinyaline yapılan
atamaya (architecture EXAMPLE1) varsayılan atama denir, eğer herhangi bir atama yapılmazsa, Z ye
bu değer kullanılacaktır demektir. Şuna dikkat edin ki iki koşulda ‘if’ ve ‘elsif’ birbiriyle üstüste
binmiştir(overlap), çünkü X="1111" aynı zamanda X>"1000" olduğunda da doğrudur. If yapısı için
öncelik mekanızmasının sonucu olarak, X="1111" olduğunda ‘Z’ ‘B’ nin değerini alacaktır.
2.6.3 CASE İfadesi
case EXPRESSION is
when VALUE_1 =>
-- sequential statements
when VALUE_2 | VALUE_3 =>
-- sequential statements
when VALUE_4 to VALUE_N =>
-- sequential statements
when others =>
-- sequential statements
end case ;
• Seçilecek seçenekler üstüstebinmemiş olmalı(overlap)
• Tüm seçilecek seçenekler aşağıdaki özellikleri göstermeli
o Tek değerli
o Değer aralığı
o Değerlerin seçilmesi
("|" demektir "or")
o Seçenekler dışında bir şey varsa onları da içermelidir
else gibi.
CASE ‘i içiçe geçmiş if ,elsif, end if gibi düşünebilir. Bir seçenek için durumların belirtildiği s e ç i m
durumlarını ve buna tepkileri belirtir. Tüm CASE dallanmaları eşit önceliklidir çünkü tüm durumlar
birbiriyle üstüste binmemiş durumdadır. Diğer taraftan eğer belirttiğimiz durumların hiç birine
uymuyorsa varsayılan bir değer vermek için ' others ' anahtar sözcüğü kullanılabilir.
CASE ifadesinin başında bulunan EXPRESSION ‘nın tipi , sorgu değerlerinin tipiyle uyuşmak
zorundadır. Eğer farklı değerlerde aynı sonucu vermesi gerekiyorsa bu değerler '|' sembolüyle
birleştirilir bu veya anlamına gelir. Eğer bir değer aralığı için aynı sonucu veriyorsa bu sorguya
aktarılabilir.
Değer aralığı sabit sıralı veri tipleri için tanımlanabilir, ör. kullanıcı tanımlı sayılı(enumerated) tipler
veya tamsayı değerleri. Bu yolla bir değerin büyük,küçük ya da eşit olduğu anlaşılabilir.
Diziler(ARRAY) için böyle bir sıra yoktur, "0000" ‘dan "0100" ’e değer aralığı tanımsızdır ve bundan
dolayı kabul edilebilir değildir.
Örnek:
entity CASE_STATEMENT is
port ( A , B, C, X : in integer range 0 to 15;
Z : out integer range 0 to 15;
end CASE_STATEMENT;
architecture E X AM P LE of CASE_STATEMENT is
begin
process (A, B, C, X)
begin
case X is
when 0 =>
Z <= A;
when 7 | 9 =>
Z <= B;
when 1 to 5 =>
Z <= C;
when others =>
Z <= 0;
end case;
end process;
end EXAMPLE;
2.6.5 Değer Kümesinin(Range) Tanımı
entity RANGE_1 is
port (A, B, C, X : in integer range 0 to 15;
Z : out integer range 0 to 15;
end RANGE_1;
architecture EXAMPLE of RANGE_1 is
begin
process (A, B, C, X)
begin
case X is
w h e n 0 =>
Z <= A;
w h e n 7 | 9 =>
Z <= B;
when 1 to 5 =>
Z <= C;
w h e n others =>
Z <= 0;
end case;
end process;
end EXAMPLE;
entity RANGE_2 is
port (A, B, C, X : in bit_vector(3 downto 0);
Z : out bit_vector(3 downto 0);
end RANGE_2;
architecture EXAMPLE of RANGE_2 is
begin
process (A, B, C, X)
begin
case X is
w h e n "0000" =>
Z <= A;
w h e n "0111" | "1001" =>
Z <= B;
when "0001" to "0101" => -- wrong
Z <= C;
w h e n others =>
Z <= 0;
end case;
end process;
end EXAMPLE;
Dizişer için değerlerin sırası tanımsızdır
Değer kümesi(range) sabit sıralı veri tipleri için tanımlanabilir, ör. kullanıcı tanımlı sayılı(enumerated)
tipler veya tamsayı değerleri. Bu yolla bir değerin büyük,küçük ya da eşit olduğu anlaşılabilir.
Diziler(ARRAY)( bit_vector) için böyle bir sıra yoktur, "0000" ‘dan "0100" ’e değer aralığı
tanımsızdır ve bundan dolayı kabul edilebilir değildir.
2.6.6 FOR Döngüleri
entity FOR_LOOP is
port (A : in integer range 0 to 3;
Z : out bit_vector (3 downto 0));
end FOR_LOOP;
architecture EXAMPLE of FOR_LOOP is
begin
process (A)
begin
Z <= "0000";
for I in 0 to 3 loop
if (A = I) then
Z(I) <= `1`;
end if;
end loop;
end process;
end EXAMPLE;
• Döngü parametreleri dolaylı olarak tanımlıdır
o Haricen bildirilemezler
o Sadece okunabilir erişim vardır
• Döngü parametreleri değer kümesi tanımlamadaki tüm
değerlere adapte olabilir
o Tamsayı(integer) değer kümesi
o Sayılı(enumerated) tipler
Döngüler sık kullanılan yoldan yönetilirler, aynı VHDL kodunu istenildiği kadar gerçekleştirmek için
kullanılır. Döngü etiketleri okunabilirliği arttırmak için kullanılır, özellikle eğer iç içe döngüler varsa
veya döngü içinde yapılanlar çok uzunsa . Döngü değişkenleri VHDL de dolaylı olarak(implicitly)
tanımlı tek objedir. Dışarıda tanımlanamazlar ve sadece döngü içerisinde görülebilir. Sadece değeri
okunabilir, for döngüsü başladığında kodun kaç kez gerçekleştirileceği sabitlenmiştir, belirlidir.
Eğer bir for döngüsü sentezlenmiş olsaydı, döngü değişkeninin değer kümesi sinyal veya değişken
değerine bağlı olmazdı. Değer kümesi ataması ile , döngü değişkeninin yönü ve değer aralığı
belirlenmiştir. Eğer bir dönüş sayısı değişkenine ihtiyaç varsa, while ifadesi kullanılmak zorundadır.
While döngüleri CONDITION(koşul) doğru sonucu dönderdiği sürece döngü devam eder. Bu
nedenle bu yapı genellikle sentezlenebilir değildir.
2.6.7 Loop Sözdizimi(Syntax)
[LOOP_LABEL :]
for IDENTIFIER in DISCRETE_RANGE loop
-- sequential statements
end loop [LOOP_LABEL] ;
[LOOP_LABEL :]
while CONDITION loop
-- sequential statements
end loop [LOOP_LABEL] ;
• Etiket opsiyoneldir-isteğe bağlıdır
• FOR döngüsü belirteci
o bildirilmez
o sadece okunabilir
o döngü dışında görülmez
• Değer kümesi(range) elemanları
o düşük(`low)
o yüksek(`high)
o değer kümesi(`range)
Sentez gereklilikleri:
- Döngüler sabit değer kümesine sahip olmalı
- 'while' yapıları genelikle sentezlenemezler
Döngü etiketi( loop label) opsiyoneldir-isteğe bağlıdır. Döngü değişkenlerinin değer kümesi ve yönü
tanımlanarak sabitlenirler. Döngü değişkenlerine sadece döngünün içinden ulaşılabilinir. Sentez için
döngünün değer kümesi bilinmelidir ve sabit olmalıdır ,sinyal ve değişken değerlerine bağlı
olmamalıdır. Bu nedenle while döngüleri genellikle sentezlenemezler.
2.6.8 Döngü Örnekleri
entity CONV_INT is
port (VECTOR: in bit_vector(7 downto 0);
RESULT: out integer);
end CONV_INT;
architecture A of CONV_INT is
begin
process(VECTOR)
variable TMP: integer;
begin
TMP := 0;
for I in 7 downto 0 loop
if (VECTOR(I)='1') then
TMP := TMP + 2**I;
en d i f;
end loop;
RESULT <= TMP;
end process;
end A;
architecture B of CONV_INT is
begin
process(VECTOR)
variable TMP: integer;
begin
TMP := 0;
for I in VECTOR'range loop
if (VECTOR(I)='1') then
TMP := TMP + 2**I;
en d i f;
end loop;
RESULT <= TMP;
end process;
end B;
architecture C of CONV_INT is
begin
process(VECTOR)
variable TMP: integer;
variable I : integer;
begin
TMP := 0;
I := VECTOR'high;
while (I >= VECTOR'low) loop
if (VECTOR(I)='1') then
TMP := TMP + 2**I;
en d i f;
I := I - 1;
end loop;
RESULT <= TMP;
end process;
end C;
Üç döngü örneğinin mimarileri fonksiyonel olarak birbirinin aynıdır. Fark, döngü değer kümelerinin
belirtiminde ortaya çıkmaktadır. İlk iki mimari A ve B for ifadesi için kullanılmıştır. Kodlama ile
yapılan değer kümesi belirtimine rağmen, sinyal tipine bağlı olan sinyal elemanları nedeniyle B
mimarisinde çalışma zamanı esnasında sabitlenmiştir. C mimarisi aynı gerçeklemeyi while yapısıyla
sağlamaktadır. Lütfen, ek döngü değişkeni l bu durumda tanımlanmak zorunda olduğunu unutmayın.
Değer kümesi elemanları aynı VHDL kodlarının sinyallere genişliğinden bağımsız olarak
uygulanabilir olması için kullanılmaktadır. Bunlar özellikle bir tamsayı(integer) veya dizi tipiyle ilgili
durumlarda kullanışlıdır. Aşağıdaki ifadeler eşit fonksiyonaliteye sahiptir,
Z’nin değer kümesi 0 ‘dan 3 ‘e kadardır.
for I in 0 to 3 loop
for I in Z'low to Z'high loop
for I in Z'range loop
2.6.9 Bekleme(WAIT) İfadesi
• 'wait' ifadeleri işlemin gerçekleştirmesini durdurur
o İşlem komut yerine getirildiğinde devam eder
• Farklı tipteki bekleme ifadeleri:
o Özel bir zamana kadar bekleme
o Bir sinyal olayı gerçekleşene kadar bekleme
o Koşul değeri doğru olana kadar bekleme
(bir olaya ihtiyacı vardır)
o Belirsiz bekleme:işlem asla yeniden aktif
olmaz
Bekleme (Wait) ifadeleri hassasiyet listesi(sensitivity list) olan işlemlerde
kullanılmamalıdır
Daha öncede belirttiğimiz gibi, işlemler iki şekilde kodlanırlar. Eğer hassasiyet listesi yoksa, başka bir
metod uygulamak gerekir işlemin gerçekleşmesini durdurmak için. Wait(bekleme) ifadeleri işlemleri
askıya alır belirli bir koşul gerçekleşene kadar. Eğer hiçbir koşul belirtilmemişse işlem asla yeniden
yürürlüğe koyulmaz.
Bekeme ifadeleri hassasiyet listesi ile birleştirilemezler, uygulama alanından bağımsızdır.
2.6.10 WAIT İfadesi: Örnek
• Flip Flop modeli
• Testbenç:
uyarı(stimuli)
ü r e t m e
entity FF is
port (D, CLK : in bit;
Q : out bit);
end FF;
STIMULUS: process
begin
SEL <= `0`;
BUS_B <= "0000";
BUS_A <= "1111";
w a i t for 10 ns;
SEL <= `1`;
w a i t for 10 ns;
SEL <= `0`;
w a i t for 10 ns;
w a i t ;
end process STIMULUS;
architecture BEH_1 of FF is
begin
process
begin
w a i t on CLK;
if (CLK = '1') then
Q <= D;
end if;
end process;
end BEH_1;
architecture BEH_2 of FF is
begin
process
begin
w a i t until CLK=`1`;
Q <= D;
end process;
end BEH_2;
Hassasiyet listesi olmayan işlemler bekleme ifadesine ulaşana kadar gerçekleştirilir. Örnekte, bir Flip
Flop ‘un BEH_1 mimarisi, CLK('wait on CLK) sinyali gelene kadar gerçekleşmeye devam
etmektedir. Onu takip eden if ifadesi saat sinyalinin(clock signal) seviyesini kontrol eder ve yükselen
kenarda(rising edge) yeni bir çıkış atanır. BEH_2 ‘de, kontroller tek bir 'wait until' ifadesinde
gerçekleştirilir. Koşulun gerçekleştirilmesi sinyal olayının tetiklenmesine bağlıdır, davranışı aynıdır.
'wait for' yapısı ile tasarımı doğrulamak amacıyla basit giriş değerleri üretmek çok kolaydır.
2.6.11 WAIT İfadeleri ve Davranışsal
Modelleme
• Belirtimden (specification) gelen zamanlama davranışı
• VHDL e dönüştürme
• Zaman temelli
READ_CPU : process
begin
w a i t until CPU_DATA_VALID = `1`;
CPU_DATA_READ <= `1`;
w a i t for 20 ns;
LOCAL_BUFFER <= CPU_DATA;
w a i t for 10 ns;
CPU_DATA_READ <= `0`;
end process READ_CPU;
Wait yapısı,genel olarak, zaman belirtimini tanımlamak için mükemmel bir araçtır. Örneğin,
simülasyon için bus(veri yolu) protokolünü gerçeklemek çok kolaydır. Zamanlama belirtimi doğrudan
VHDL kodu için simüle edilebilir hale dönüştürülebilir. Fakat şunu unutmayın ki bu davranışsal
modelleme sadece simülasyon amaçlı kullanılabilir, sentezlenemezler.
2.6.12 Değişkenler(Variables)
architecture RTL of XYZ is
signal A, B, C : integer range 0 to 7;
signal Y, Z : integer range 0 to 15;
begin
process (A, B, C)
variable M, N : integer range 0 to 7;
begin
M := A;
N := B;
Z <= M + N;
M := C;
Y <= M + N;
end process;
end RTL;
• Değişkenler işlerin içinde kullanılabilir,
o İş belirtiminde isimlendirilir
o Sadece bu iş içinde kullanılabilir
• VHDL 93: ‘de paylaşımlı değişkenler
• Anında atama
• Son değeri tutar
• Mümkün atama şekilleri
o Sinyalden değişkene
o Değişkenden sinyale
o Tipler uyuşmalıdır
Değişkenler(variable) sadece işlem(process) içinde tanımlanır ve sadece tanımlandığı işlem içinden
ulaşılabilir.
Değişkenler ve sinyaller temelde farklı davranışlar gösterirler. Bir işlemde, işlem askıya alındığında
bir sinyal için son sinyal ataması uygulanır. Değişken için değer ataması ise derhal yapılır. Bir sinyal
ile değişken ataması arasındaki fark için farklı semboller kullanılır; ' <= ' bir siynal atamasını
belirtirken, ':=' bir değişken atamasını belirtir.
2.6.13 Değişkenler (Variables) / Sinyaller
(Signals)
signal A, B, C, Y, Z : integer;
begin
process (A, B, C)
variable M, N : integer;
begin
M := A;
N := B;
Z <= M + N;
M := C;
Y <= M + N;
end process;
signal A, B, C, Y, Z : integer;
signal M, N : integer;
begin
process (A, B, C, M, N)
begin
M <= A;
N <= B;
Z <= M + N;
M <= C;
Y <= M + N;
end process;
• Sinyal değerleri işlem
gerçekleştikten sonra atanır
• Sadece en son yapılan sinyal
ataması gerçekleştirilir
• M <= A; ‘nın üstüne M <= C;
yazılabilir
• C ye ikinci toplayıcı giriş
bağlanmıştır
İki işlemde de Y ve Z çıkışlarına B+C sonucunu göndermenin sinyal yerine değişken gönderilmesi
arasındaki farkı gösteren farklı davranışların gerçeklemesini gösteren örnekler vardır. Lütfen şuna
dikkat edin ki ara sinyaller hassasiyet listesine eklenmek zorundadır, çünkü bunlar işlem
gerçekleşirken okunurlar.
2.6.14 Değişkenlerin Kullanımı
• Algortima gerçeklemelerinin ara sonuçları
o Sinyalden değişkene atama
o Algoritmanın gerçekleştirilmesi
o Değişkenden sinyale atama
• Değişkenlerin değerlerine işlemlerinin dışından erişilemez
• Değişkenler değerlerini bir sonraki işlem çağırılana kadar saklarlar
Değişkenler özellikle algoritmaların gerçekleştirilmesi için uygundur. Genellikle, algoritma
gerçekleştirilmeden önce sinyal değerleri değişkenlere kopyalanır. Daha sonra sonuç sinyale yeniden
aktarılır. Değişkenler değerlerini bir sonraki işlem çağrısına kadar tutar, eğer bir değişken değer
atanmadan önce okunuyorsa, değişken bir bellek davranışı göstermek zorundadır. Bunun anlamı bir
latch(tutucu) ve flip flop ile sentezlenmek zorundadır.
2.6.15 Değişkenler: Örnek
Eşlik(Parity) hesaplama
entity PARITY is
port (DATA: in bit_vector (3 downto 0);
ODD : out bit);
end PARITY;
architecture RTL of PARITY is
begin
process (DATA)
variable TMP : bit;
begin
TMP := `0`;
for I in DATA`low to DATA`high loop
TMP := TMP xor DATA(I);
end loop;
ODD <= TMP;
end process;
end RTL;
Sentez sonucu:
Örnekte sinyalle değişken arasındaki fark açıkça gösterilmektedir. Sayısal(scalar) bir sinyal herzaman
bir hat ile ilgili olabilir., bu değişkenler için geçerli değildir. Örnekte for döngüsü dört kez
gerçekleştirilmektedir. Her seferinde TMP değişkeni sonuçlanan donanımdaki farklı bir hattı
tanımlamaktadır. Farklı hatlar, uygun XOR kapılarının çıkışlarıdır.
2.6.16 Global Değişkenler (VHDL'93)
architecture BEHAVE of SHARED is
shared variable S : integer;
begin
process (A, B)
begin
S := A + B;
end process;
process (A, B)
begin
S := A - B;
end process;
end BEHAVE;
• Bir mimarideki tüm işlemler tarafından erişilebilmektedir.
(paylaşımlı(shared) değişkenler)
• Karar verilemeyen yapısı olduğu söylenebilir
Sentezlenebilir kod için kullanılamaz
VHDL 93’de, global değişkenlere izin verilmektedir. Bu değişkenler belirtilen mimari içindeki tüm
işlemler tarafından görülebilir. İki işlemin aynı değişkene aynı anda farklı bir değer ataması bir
problem oluşturabilir . Böyle bir durumda hangi değerin atanacağı belli değildir. Bu kararsız bir
davranışa neden olmaktadır.
Sentezlenebilir VHDL kodunda global değişkenler kullanılamaz.
2.7 Koşutzamanlı(Concurrent) İfadeler
• Koşutzamanlı ifadeler aynı zamanda yürütülür,
sıradan bağımsızdır kod içerisinde nerede
görüldüğünün önemi yoktur
Mimari içindeki tüm ifadeler koşutzamanlı-aynı zamanda yürütülmektedir. VHDL işlemlerini tek
koşutzamanlı ifade olarak kullanmak mümkündür, gerekli ek yük (process, begin,end,sensitivity list)
için tasarımcı sıralı davranışlı işlemlere ihtiyaç duyulmadığında alternatifleri araştırır. Sinyal atama
ifadeleri bilinen ilk VHDL ifadeleridir. Atama operatörünün '<=' sol tarafı, sağ tarafındaki değer
değiştiğinde yeni bir değer alır. Yeni değer,en basit durumda(farklı port modlar için ara sinyal
gerektiğinde)başka bir sinyalden yada bir dizi sinyalle hesaplanarak atanır.
2.7.1 Koşullu Sinyal Atama
TARGET <= VALUE;
TARGET <= VALUE_1 when
CONDITION_1 else
VALUE_2 when
CONDITION_2 else
. . .
VALUE_n;
• Koşul bool(bolean) bir ifadedir
• Koşulsuz atama olana kadar else
kullanılması zorunludur
o Koşullar birbiriyle örtüşebilir
o öncelik
• if ..., elsif ..., else yapılarına eşdeğerdir
Sinyal atamaları koşul belirtimi ile de yapılabilir. Yeni bir ‘when’ anahtar sözcüğü ile belirtildikten
sonra yeni koşullar eklenebilir. Anahtar sözcük ‘else’ kesinlikle gereklidir. Neticede, bellek
elemanlarının üretilmesi koşullu atamayla mümkün değildir. Aksi halde bu işlemlerde kullanılan if ...,
elsif ..., else ... yapılarına eşit olurdu.
2.7.2 Koşullu Sinyal Atama: Örnek
entity CONDITIONAL_ASSIGNMENT is
port (A, B, C, X : in bit_vector (3 downto 0);
Z_CONC : out bit_vector (3 downto 0);
Z_SEQ : out bit_vector (3 downto 0));
end CONDITIONAL_ASSIGNMENT;
architecture EXAMPLE of CONDITIONAL_ASSIGNMENT is
begin
-- Concurrent version of conditional signal assignment
Z_CONC <= B when X = "1111" else
C when X > "1000" else
A;
-- Equivalent sequential statements
process (A, B, C, X)
begin
if (X = "1111") then
Z_SEQ <= B;
elsif (X > "1000") then
Z_SEQ <= C;
else
Z_SEQ <= A;
end if;
end process;
end EXAMPLE;
Örnekte, basit bir multiplexer(çoklayıcı) için iki eşit tanımlama verilmektedir. Lütfen dikkat edin
ki,tüm sinyaller sinyal atama operatörünün sağ tarafında görülmektedir ve işlem hassasiyet listesine
girilmiştir. Koşulsuz else yolu, if ifadesinden önceki koşulsuz sinyal atama ile yer değiştirilebilir. Bu
atama üstüne yazılabilirdir , sadece herhangi bir koşul doğru ise.
2.7.3 Seçilmiş Sinyal Ataması
with EXPRESSION select
TARGET <= VALUE_1 when
CHOICE_1,
VALUE_2 when
CHOICE_2 | CHOICE_3,
VALUE_3 when
CHOICE_4 to CHOICE_5,
· · ·
VALUE_n when others;
• Seçenekler birbiriyle çatışmamalı
• Tüm seçenekler göz önüne alınmalı
o Tek değerler
o Değer kümesi
o Değerlerin seçimi
("|" anlamı veyadır "or")
o Geri kalan seçimler için "when
others" kullanılır
• Case… ve when ... yapısı ile aynı özelliğe
sahiptir
Seçilmiş sinyal atamalarının davranışı case ifadelerine benzemektedir.
2.7.4 Seçilmiş Sinyal Ataması: Örnek
entity SELECTED_ASSIGNMENT is
port ( A , B, C, X : in integer range 0 to 15;
Z_CONC : out integer range 0 to 15;
Z_SEQ : out integer range 0 to 15);
end SELECTED_ASSIGNMENT;
architecture E X AM P LE of SELECTED_ASSIGNMENT is
begin
-- Seçilmiş sinyal atamasının koşutzamanlı şekli
with X select
Z_CONC <= A when 0,
B when 7 | 9,
C when 1 to 5,
0 when others;
-- Denk sıralı ifade
process (A, B, C, X)
begin
case X is
when 0 => Z_SEQ <= A;
when 7 | 9 => Z_SEQ <= B;
when 1 to 5 => Z_SEQ <= C;
when others => Z_SEQ <= 0;
end process;
end EXAMPLE;
Seçilmiş sinyal ataması ',' sembolü ile birbirinden ayrılır. 'case EXPRESSION is' yerine 'with
EXPRESSION select' kullanılır.
2.7.5 Koşutzamanlı İfadeler: Özet
• Multiplexers(çoklayıcı) modellemede
o Koşullu sinyal ataması: birçok sinyal arasından karar vererek
o Seçilmiş sinyal ataması: tek bir sinyalin değerlerine karar vererek
• Sıralı ifadeler için kısayoldur"Shortcuts"
o Koşullu sinyal ataması <=> if ..., elsif ..., else ..., end if
o Seçilmiş sinyal ataması <=> case ..., when ..., end case
Koşulsuz else yolu koşullu sinyal ataması için zorunludur
Tüm koşutzamanlı ifadeler multiplexer(çoklayıcı) yapısının fonksiyonalitesini tanımlar. Bellek
elemanlarını modellemek imkansızdır, sadece Flip Flop gibi koşutzamanlı ifadeler modellenebilir. Bu
nedenle, koşulsuz else yolu koşullu sinyal ataması için gereklidir. Herbir koşutzamanlı sinyal ataması,
koşullu veya seçilmişse, işlem yapısı olarak modellenebilir. Sıralı olarak gerçkleştirilen kod kolay
anlaşılabilir olduğundan, basit fonksiyonalitedeki işler karmaşık hale geldiğinde koşutzamanlı
versiyonu kısayol olarak kullanılabilir.
2.8 RTL-Stili
RTL (Yazmaç Transfer Seviyesi-Register Transfer Level) stil modellemede, tasarım depolama
elemanlarına bölünür, Flip Floplar veya sıkılıkla söylenen yazmaçlar, ve bir yazmaçtan diğerine
transfer fonksiyonu oluşturur. Her bir kombinasyonel işlem için fonksiyonaliteyi tanımlayan bir işlem
gerekir, ve tüm depolama elemanlarını kontrol eden bir saat işlemi gerekir. Bu iki işlemi bir araya
getirmek tüm fonksiyonaliteyi modelleyecek tek bir saatle mümkündür.
2.8.1 Kombinasyonel İşlemler: Hassasiyet
Listesi
process ( A, B, SEL )
begin
if (SEL = '1') then
OUT <= A;
else
OUT <= B;
end if;
end process;
• Hassasiyet listesi genellikle sentez sırasında gözardı edilir
• Simülasyon modeliyle ve donanımla aynı davranışta:
hassasiyet listesi işlem tarafından okunan tüm sinyalleri
içermelidir
Ne tür donanım modellendi?
Eğer SEL hassasiyet listesinde yoksa simülasyonun sonucu ne olacaktır?
Kombinasyonel işlemin hassasiyet listesi işlem esnasında okunan tüm sinyalleri içermelidir. Özellikle
unutulmaması gereken şey, hiçbir sinyali unutmamaktır, çünkü sentez araçları, simülasyon araçlarının
tersine genellikle hassasiyet listesini gözardı ederler. Simülasyon sırasında, sadece bir işlem
gerçekleştirilebilir, eğer bir olay hassasiyet listesindeki en az bir sinyalden oluşuyorsa. Sentez
sırasında, VHDL kodu basitçe lojik elemanlarla eşleştirilir. Sonuç olarak, hassasiyet listesinde
unutulmuş bir sinyal, büyük bir olasılıkla simüle edilmiş VHDL modeli ile sentezlenmiş tasarım
arasında davranışsal bir farklılığa neden olmaktadır. Hassasiyet listesindeki gereksiz sinyaller
simülasyonda yavaşlamaya neden olmaktadır.
Kod örneği bir çoklayıcıyı modellemektedir. Eğer SEL sinyali yoksa, sentez tamamen aynı sonucu
verir, fakat simülasyon tamamen farklı şekilde davranacaktır. Çoklayıcı, SEL A veya B olayı kesişene
kadar düzgün şekilde çalışacaktır. Fakat A veya B olaylarından biri olmadan işlem
aktifleştirilmeyecektir ve simülasyonda SEL üzerinde bir olay gözardı edilecektir. Sonuç olarak,
simülasyon esnasında, sadece giriş sinyalleri A veya B değişirse çıkış değeri OUT değişir.
2.8.2 Bekleme WAIT İfadesi <-> Hassasiyet
Listesi
process
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
wait on A, B, SEL;
end process;
• Eş işlemlerdir
• Birbiryle ilişkili(mutually exclusive): < - >
o Hassasiyet listesi
o v e y a bekleme ifadesi
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
Bir hassasiyet listesi kullanmak yerine , aynı davranışı modelleyecek WAIT ON ifadesini kullanmak
mümkündür. İşlemde son ifade olarak yerleştirilir ve aynı sinyalleri alır.
Hassasiyet listesi, listedeki sinyallerden biriyle ilgili olay gerçekleştiğinde işlem başlar. Tüm sıralı
ifadeler gerçekleştirilir ve son sıralı ifadeden sonra işlem askıya alınır bir sonraki olay gerçekleşene
kadar. Wait ifadesi gerçekleştirildiğinde, işlem sıralı ifade wait ifadesine gelene kadar çalıştırılır ve
bekleme ifadesindeki koşul gerçekleşene kadar işlem askıya alınır. Eğer bir hassasiyet listesi yoksa bir
wait ifadesiyle işlemin gerçekleştirilmesi kesilmelidir, yoksa simülatör sonsuz döngüye girer.
Lütfen tekrar hatırlayın, hassasiyet listesi ile bekleme ifadesinin, aynı zamanda aynı işlem için
kullanmanıza izin verilmez.
2.8.3 Kombinasyonel İşlemler: Eksik
Atamalar
entity MUX is
port (A, B, SEL : in std_logic;
Z : out std_logic);
end MUX;
architecture WRONG of MUX is
begin
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
end if;
end process;
end WRONG;
architecture OK_1 of MUX is
begin
process (A, B, SEL)
begin
Z <= B;
if SEL = `1` then
Z <= A;
end if;
end process;
end OK_1;
architecture OK_2 of MUX is
begin
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
end OK_2;
Eğer SEL = `0` sa Z ‘nin değeri nedir?
Hangi donanım sentez sırasında üretilir?
Kombinasyonel donanım modellenirken tutucuların üretilmesini engellemek için özel durumlar
gereklidir. En soldaki kod örneğinde koşulsuz else dallanması eksiktir. Bu nedenle SEL='0' olduğu
durumda giriş sinyali değişsede Z eski değerini korumuş olur. Sentez uygun depolama elemanını
üretmek zorundadır, bir tutucu, SEL ‘in değeri '1' ise transparandır.
Bu tür depolama elemanları senkron tasarım için önerilmez. Kenar tetiklemeli Flip Floplar tercih edilir
çünkü olası ara sinyal değerleri kombinasyonel mantık bir sonraki aktif saat kenarına kadar olan
değerleri filtreler. Buna ek olarak tutucular bir tarama testi tarafından test edilemezler. Tarama testi
modunda, tüm Flip Floplar tek bir kaydırma yazmacı(tarama yolu) için biraraya getirilir. Tümü aynı
saat sinyali ile beslenirler. Bu tüm yazmaçlara, chip üzerinde ek bir giriş pini(scan_in) kullanıp
kaydırarak, belirli bir değer atanmasını sağlar. Bir sistem saat periyodundan sonra, yazmaçlar ek bir
çıkış pini kullanıp(scan_out) kaydırarak yeni değerlerini alırlar. Bu yönden, tarama testi diğer görünür
iç durumlara erişilmesini sağlar. Tarama testi, üretim testinin test edilebilirliğini geliştirir.
İki alternatif kodlama vardır, fonksiyonel olarak birbiriyle özdeş ve kombinasyonel mantığı
(multiplexer-çoklayıcı) sentez araçlarıyla eşleşmiş. Fark, varsayılan değerin verilmesinde görülür.
Lütfen unutmayın ki sinyal değerleri sadece işlem gerçekleştikten sonra güncellenir.
2.8.4 Kombinasyonel İşlem: Kuralları
• Eksiksiz hassasiyet listesi
o R T L davranış donanım gerçekleştirmeyle benzer davranıştadır
o Eksik hassasiyet listesi uyarı veya hatalara neden olur
• Eksik if ifadesi olmamalı
o Transparan tutucuların çıkarımı
2.8.5 Saat İşlemleri: Saat Kenar
Bulma(Clock Edge Detection)
• Sentez için yeni bir standart: IEEE 1076.6
if
clock_signal_ name'EVENT and
clock_signal_ name='1'
clock_signal_ name='1' and
clock_signal_ name'EVENT
not clock_signal_ name'STABLE and
clock_signal_ name='1'
clock_signal_ name='1' and
not clock_signal_ name'STABLE
RISING_EDGE ( clock_signal_ n a m e )
wait until
clock_signal_ name'EVENT and
clock_signal_ name='1'
clock_signal_ name='1' and
clock_signal_ name'EVENT
not clock_signal_ name'STABLE and
clock_signal_ name='1'
clock_signal_ name='1' and
not clock_signal_ name'STABLE
RISING_EDGE ( clock_signal_ n a m e )
clock_signal_ name='1'
IEEE 1076.6 henüz tüm araçlar tarafından tamamen desteklenmemektedir
Hassasiyet listesi sentez araçları tarafından genellikle reddedildiği için ve bekleme ifadeleri
sentezlenemediği için, bu bellek elemanlarını modelleme sorunu için bir çözüm bulunmuştur. Sentez
araçları VHDL kodunda kesin kalıplar arayarak bu konuyu çözerler, iki işlem stilinin ilk seçeneği
olarak isimlendirilir('if/wait until X'event and X='1' then'). Simülasyon sırasında tüm alternatifler aynı
davranışı göstermektedir. Lütfen dikkat edin, 'wait until' ifadesinde olay bulmak gereksizdir çünkü
bir olay 'wait until' yapısı için kesinlikle gereklidir.
Bu arada IEEE 1076.6 standardı yazmaç üreten VHDL yapılarının listesini içerir. Ancak bu standart
tüm sentez araçları tarafından tamamen desteklenmemektedir. Bu nedenle ilk seçenek sentez için
yükselen/alçalan saat kenarı en sık kullanılan tanımlama yoludur. Asenkron aktifleştirme veya
yenidan başlatma sinyalleri sadece IF ifadeleri uygulanabilir olduğunda mevcuttur.
2.8.6 Artan Kenarın Fonksiyon Kullanarak
T e s b i t i
• std_logic_1164 paketinde tanımlanmıştır
process
begin
w a i t until RISING_EDGE (CLK);
Q <= D;
end process;
function RISING_EDGE (signal CLK : std_ulogic)
return boolean is
begin
if (CLK`event and CLK = `1` and CLK`last_value = `0`) then
return true;
else
return false;
end if;
end RISING_EDGE;
RISING_EDGE fonksiyonu sentez araçlarını desteklemeyebilir. Yine de simülasyon için faydalı
olabilir.
2.8.7 Yazmaç Çıkarımı(Register Inference)
library IEEE;
use IEEE.std_logic_1164.all;
entity COUNTER is
port ( C L K : in std_logic;
Q : o u t integer range 0 t o 15 );
end COUNTER;
architecture RTL of COUNTER is
signal COUNT : integer range 0 to 15
;
begin
process ( C L K )
begin
if CLK`event and CLK = `1` then
if (COUNT >= 9) then
COUNT <= 0;
else
COUNT <= COUNT +1;
end if;
end if;
end process;
Q <= COUNT ;
end R T L ;
• Bellek elemanlar, bir saat işlemi içerisinde, tüm sürülen sinyaller
için sentezlenmiştir
o COUNT: 4 flip flop
o Q: saat işlemlerinde kullanılmamaktadır
Örnekte 1 basamaklı onluk sayıcının VHDL modeli gösterilmektedir. Birçok şey
kullanılmıştır,bunlar;
İlk olarak, tasarım sıfırlanamaz. eğer sinyallere başlangıç değerleri atarsak bu simülasyon için bir
sorun oluşturmaz. Gerçek dünyada donanım bu kadar hoş karşılamaz, fakat bellek elemanlarının iç
durumları güç verildikten sonra bilinmemektedir. Tuhaf ve nedeni anlaşılmaz davranışları engellemek
için, tasarımı iyi tanımlanmış duruma getirecek bir sıfırlama(reset) özelliği ile desteklenmesini
önermektedir.
İkinci olarak, tamsayı(integer) sinyallerin değer aralığı sınırlandırılmıştır. Sentez araçları, tel
üzerinden iletilmiş bit örneğindeki(pattern) tüm veri tipleriyle eşleştirilmelidir. Herhangi bir değer
kümesi sınırlandırma tanımlaması yapmadan, tamsayı(integer) değer kümesi -2,147,483,647 ile
+2,147,483,647 arasındadır, bu 32 bit’e eşittir. Maksimum sayıcı değeri 9 olduğundan değer aralığı 0
dan 9’a sınırlandırılmıştır. Sentez sırasında 4bit 9 u göstermek için yeterlidir, teorik olarak 4 bitle
maksimum sinyal değeri 15 olabilmektedir. Sentez araçlarında oluşabilecek olası hataları önlemek ve
sayıcının 0’la yeniden başlatılacağını garanti etmek için değer kümesi sentez donanımıyla eşleşcek
şekilde atanmalıdır.
Üçüncü olarak, çıkış portu Q ya ek olarak iç sinyal COUNT tanımlanmalıdır. Bu nedenle Q ‘nun port
modu ' out ' olarak bildirilmiştir, onun değeri mimari içinde okunabilir değildir. Bir sonraki değeri bir
önceki değerine bağlı olduğundan, sayma işlemi için kullanılacak ara sinyal COUNT belirtilmelidir.
İşlemin kendisi asenkron kontrol sinyalleri olmayan saat işlemidir ve bu sebepten CLK sinyali
hassasiyet listesindeki tek sinyaldir.
Flip Floplar sadece saat işlemleriyle çalışırlar. Bir saat işleminde güncellenen herbir sinyal, bir yazmaç
kullanır.Bu nedenle dört bellek elemanı oluşturulmuştur COUNT sinyali için. Çıkış değerlerinin
araması aynı zamanda gerçekleşir, Flip Flopların çıkışları doğrudan COUNTER modülünün
çıkışlarına bağlanmıştır.
2.8.8 Asenkron Atama/Yeniden Başlatma
(Set/Reset)
library IEEE;
use IEEE.std_logic_1164.all;
entity ASYNC_FF is
port (D, CLK, SET, RST : in std_logic;
Q : out std_logic);
end ASYNC_FF;
architecture RTL of ASYNC_FF is
begin
process (CLK, RST, SET)
begin
if (RST = `1`) then
Q <= `0`;
elsif SET ='1' then
Q <= '1';
elsif (CLK`event and CLK = `1`) then
Q <= D;
end if;
end process;
end RTL;
• Sadece hassasiyet listesi olan işlemlerde mümkündür
• If / elsif - yapısı
o Saat kenar tesbiti son koşul olarak
o Koşulsuz else dallanması yoktur
Daha önce belirtildiği gibi, herbir saatli tasarımın yeniden başlatma(reset) yeteneğinin olması önerilir.
Eğer senkron yeniden başlatma stratejisi yürütülüyorsa, yeniden başlatma sinyali başka kontrol
sinyalleri ile tetiklenir, saat sinyali işlem hassasiyet listesindeki tek sinyal olabilir.
Tamamen senkron saat işlemleri 'wait until' yapısıyla tanımlanabilirken, asenkron kontrol sinyalleri
hassasiyet listesi olan işlemlerle modellenebilir. İşlemin gerçekleştirilmesini tetikleyebilecek tüm
sinyaller yeniden listelenmek zorundadır, asenkron sinyaller(genellikle sadece yeniden
başlatma(reset)) eklenmiştir. İşlemin kendisi, önce asenkron sinyalleri kontrol eden, daha sonra da
aktif saat kenarı tesbit edilen bir if-yapısı içerir.
Senkron olaylar için koşul if yapısının son koşulu olmak zorundadır çünkü asenkron kontrol sinyalleri
genellikle kullanılan donanım birimleri için en yüksek öncelikle tetiklenir. Koşulsuz else yolu
kesinlikle yasaktır çünkü aktif saat kenarında olmadığında işlenmesi gereken ifadelerin fiziksel bir
gösterim şekli yoktur.
Bu asenkron sinyallerden herhangi birini unutmamak çok önemlidir. Yoksa simülasyon sentez
sonuçlarıyla farklılık gösterir, simülasyon araçları hassasyiet listesi temellidir ve sentez araçları
hassasiyet listesini tamamen gözardı eder.
2.8.9 Saatli İşlemler: Kuralları
process
begin
w a i t until CLK'event and CLK='1';
if RESET = '1' then
-- synchronous register reset
else
-- combinatorics
end if;
end process;
• Wait-yapısı: hassasiyet listesi yoktur
• Senkron yeniden başlatma(reset)
process(CLK, RST)
begin
if (RST = `1`) then
-- asynchronous register reset
elsif (CLK`event and CLK=`1`) then
-- combinatorics
end if;
end process;
• If-yapısı: sadece saat ve asenkron sinyaller(reset) hassasiyet
listesindedir
• Senkron ve asenkron yeniden başlatma(reset)
Sürülen tüm sinyaller için yazmaçlar kullanılır
Tüm yazmaçlar yeniden başatılabilir(resetable)
2.8.10 Sorular
Aşağıdaki sorulara yalnızca EVET ya da HAYIR şeklinde cevap verin.
14. Saatli işlemlerde hangi sinyaller yazmaçlardan sonuç çıkarak kullanılır?
14.1. Geçici sinyaller. (EVET/HAYIR)
14.2. Atama içeren sinyaller. (EVET/HAYIR)
14.3. Okunmuş sinyaller. (EVET/HAYIR)
15. Hangi iki işlem tipi RTL-stilinde izin verilir?
15.1. Karma ve analog işlemler. (EVET/HAYIR)
15.2. Kombinasyonel ve sıralı işlemler. (EVET/HAYIR)
16. Sentezlenmiş tasarımda tutucuların oluşturulmasının nedeni nedir?
16.1. Koşutzamanlı IF-ifadesi. (EVET/HAYIR)
16.2. Unutulmuş else-yolu. (EVET/HAYIR)
16.3. IF veya CASE –ifadelerinin tüm yollarında sinyal ataması gerçekleştirilmemiş.
(EVET/HAYIR)
16.4. Eksik hassasiyet listesi. (EVET/HAYIR)
17. İstenmeyen tutucular en etkili yoldan nasıl önlenebilir?
17.1. IF-ifadeleri yerine CASE-ifadeleri koyarak. (EVET/HAYIR)
17.2. IF veya CASE ifadelerinden önceki tüm sinyallere varsayılan değer atayarak
(EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
14.1:HAYIR 14.2:EVET 14.3:HAYIR
15.1:HAYIR 15.2:EVET
16.1: HAYIR 16.2:EVET 16.3:EVET 16.4:HAYIR
17.1:HAYIR 17.2:EVET
2.9 Altprogramlar(Subprogram)
• Fonksiyonlar
o Fonksiyon ismi bir operatör olabilir
o İstediğiniz sayıda giriş parametresi
o Sadece bir dönüş değeri
o W A I T ifadesine kullanılamaz
o Fonksiyon çağrısı <=> VHDL ifadesi
• Prosedür
o Herhangi bir yönde istenilen sayıda parametre (input/output/inout)
o Geridönüş ifadesi ‘RETURN’ opsiyoneldir (geri dönüş değeri olmayabilir)
o prosedür call <=> VHDL ifadesi
• Altprogramlar aşırıyüklenebilirler (overloaded)
• Parametreler sabit(constant), sinyal, değişken veya dosya olabilir.
VHDL'93 de karışık('impure') fonksiyonlara izin verilir.
Altprogram terimi fonksiyonlar,prosedürler ve operatörlerin biraradaki ismidir. Operatör tanım l a m a
fonksiyon tanımlamanın özel bir durumudur,tanımlama fonksiyon isminin yerine operatör sembolünün
çift tırnak(") içerisinde yazılmasıyla yapılır. Lütfen dikkat edin, yeni bir operatör tanımlamaya izin
verilmez, sadece bir fonksiyonu farklı bir giriş parametresi kümesi için sağlar. Buna
aşırıyükleme(overloading) denir ve tüm alt programlara yüklenebilir.
Altprogram tanımı altprogram bildirimini(declaration) içerir, belirtici ve paramtere listesi tanımlanır,
altprogram gövdesi ise davranışı tanımlar. Altprogram gövdesindeki ifadeler sırayla gerçekleştirlir.
Bir fonksiyon çağırma ifadesi ('a + b' gibi) bir ifade içerisindeki bir ifadedir. Diğer bir taraftan bir
prosedür çağırma, ('c := a + b;' gibi) bir ifadedir ve bunedenle sıralı olarak gerçekleştirilen veya bir
mimaride bulunan koşutzamanlı ifadeler gibi davranan bir işlemin içine koyulabilir. Geridönüş
(return) değeri ' return 'anahtar sözcüğü ile atanır,bir alt programın içerisinden birçok kez koyulabilir.
Unutmayın ki bir prosedürün geri dönüş değeri olmaz!
Karışık(IMPURE) fonksiyonlar kapsamı dışındaki objelere ulaşma yetkisi vardır. Bu aynı
parametrelerle çağırıldığında farklı geridönüş değerlerine izin verir . Örneğin, eğer bir fonksiyon
çağrısı kullanıldığında giriş değerlerini bir dosyadan okuyorsa, VHDL’87 de dosya fonksiyonun içinde
bildirilmek zorundaydı. Dolayısıyla, fonksiyon her çağırıldığında dosya açılırde ve kapatılırdı. Bu
nedenle, herzaman ilk karakter okunmuş olurdu.VHDL’87 de bir karakterden sonra başka bir karakter
okuma fonksiyon çağırmayal mümkün değildi, eğer dosyanın kendisi herbir fonksiyon çağrısını
sağlamıyorsa.
VHDL’93 de karışım (IMPURE) mekanizması ve global objelerin varlığı ile VHDL kodun hehangi bir
yerinde dosya açma ve karakterden sonra karakter okuma fonksiyon çağırmayla mümkün olmaktadır.
Diğer güzel bir örenk, her seferinde farklı sayı üreten rastgele sayı üreticinin gerçeklemesidir. Elbette
rastgele sayılar bir dosyadan okunabilir.
2.9.1 Parametreler ve Modlar
• Resmi parametreler (parametre bildirimi)
o varsayılan mod: IN(giriş)
o IN giriş modu için varsayılan parametre sınıfı :sabit(constant),
çıkış ve giriş-çıkış modu OUT/INOUT için: değişken(variable)
o Dosya parametrelerin modu yoktur
• Gerçek parametreler (altprogram çağırma)
o Resmi parametrelerdeki sınıflarla uyuşmalıdır
o Sınıf sabitleri gereçk sabitler,sinyaller veya değişkenlerle uyuşmalıdır
Fonksiyon parametreleri herzaman IN(giriş) modundadır ve değişken olarak
tanıtılamazlar.
Analogdan varlık portlarına, altprogram parametrelerin onlarla ilgili kesin bir modu vardır. Varsayılan
mod IN giriş modudur, bunlar sadece okunabilirler. Sinyal elemanları(' event ', ' last_value ',vb.)
sadece eğer yasal parametreler sinyal olarak bildirildilerse kullanılabilir. Lütfen dikkat edin ki, sinyal
elemanlarının ' stable ', ' quiet ', ' transaction ' ve ' delayed ' kullanımı yasaktır.
Gerçek parametreler alt program çağrısında kullanılır ve varsayılan olarak sabit olarak ele alınır.
Yasal ve gerçek parametrelerin sınıfları birbiriyle uyumlu olmalıdır. Eğer bir parametre sinyal olarak
bildirilmesi ve çağırmada bir değişkenin gerçek parametre olarak kullanılması bir hatadır. ‘constant’
tipinin parametreleri tüm olası tiplerle uyuşmaktadır.
2.9.2 Fonksiyonlar
architecture EXAMPLE of FUNCTIONS is
[(im)pure] function COUNT_ZEROS (A : bit_vector)
return integer is
variable ZEROS : integer;
begin
ZEROS := 0;
for I in A'range loop
if A(I) = '0' then
ZEROS := ZEROS +1;
end if;
end loop;
return ZEROS;
end COUNT_ZEROS;
signal WORD: bit_vector(15 downto 0);
signal WORD_0: integer;
signal IS_0: boolean;
begin
WORD_0 <= COUNT_ZEROS(WORD);
process
begin
IS_0 <= true;
if COUNT_ZEROS("01101001") > 0 then
IS_0 <= false;
end if;
w a i t ;
end process;
end EXAMPLE;
• Karma/tek ((Im)pure) bildirim
opsiyoneldir
(varsayılan: tek'pure' = VHDL'87)
• Gövde bildirimsel ve tanımlama bölümü
olarak bölünür
• Sınırsız parametreler mümkündür
(dizi boyutu belirtilmemiş)
• Diğer VHDL ifadeleri gibi kullanılabilir
(koşutzamanlı veya sıralı)
Anahtar sözcük ' pure ' eskitipteki fonksiyonlar için, ' impure ' anahtar sözcüğü ise yeni VHDL’93
fonksiyon tipini bildirir. Eğer herhangi bir anahtar sözcük belirtilmediyse varsayılan bildirim PURE
‘dür. Bir PURE fonksiyonun paylaşılmış bir değişkene erişim yetkisi yoktur, çünkü paylaşımlı
değişkenler(shared variables) bir mimarinin bildirimsel bölümünde bildirilirler ve PURE
fonksiyonların kendi alanları dışındaki bir objeye erişim hakkı yoktur.
Kod örneği bir bit_vector deki 0’ların sayısını veren bir fonksiyonu göstermektedir. fonksiyon
çağrılarında sadece giriş modundaki(‘in’) parametrelere izin verilmektedir ve varsayılan olarak sabit '
constant ' gibi davranılır. Bit vektörün boyutu belirtilmemiştir, bu nedenle sınırlandırılmamış yasal
parametreler kullanılmıştır. Neticede altprogram kodu gerçek vektör genişliğinden bağımsız olarak
yazılmıştır. Bu öntanımlı elemanların yardımıyla yapılmıştır, örnekteki değer kümesi' range ' elemanı
gibi. Bu yönden, for döngüsü girilen herhangi bir vektör uzunluğuna göre çalışmaktadır. Eğer
sınırlandırılmış bir dizi (bit_vector(15 downto 0)), kullanılsaydı, gerçek parametre aynı tipte
olmalıydı, dizi elemanlarının tipi ve dizinin boyutu uyuşmalıydı. Dizinin değer kümesinin yönü farklı
olabilirdi.
Fonksiyonlar VHDL ifadesinde gerek duyulan herhangi bir yerde kullanılabilir. Fakat altprogramların
kendisi ,işlemler gibi sıralı olarak gerçeklenmektedir. İşlemlere benzer şekilde, lokal değişkenler
bildirmek mümkündür. Bu değişkenler herbir fonksiyon çağırıldığında tip belirtimindeki elemanın en
sol değerine göre başlangıç durumuna getirilmektedir((boolean: false, bit: '0')). Tamsayılar için en sol
değer en az -(2^31)-1 olabilir, ZEROS fonksiyon gövdesinin başlangıcında başlangıç değerine 0
getirilir. Kodun daha açık olması için tüm değişkenler için başlangıç değeri girilmesi önerilir.
2.9.3 Prosedürler
architecture EXAMPLE of PROCEDURES is
procedure COUNT_ZEROS
(A: in bit_vector;
signal Q: out integer) is
variable ZEROS : integer;
begin
ZE R OS := 0 ;
for I in A'range loop
if A(I) = '0' then
ZEROS := ZEROS +1;
end if;
end loop;
Q <= ZEROS;
end COUNT_ZEROS;
signal COUNT: integer;
signal IS_0: boolean;
begin
process
begin
IS_0 <= true;
COUNT_ZEROS("01101001", COUNT);
wait for 0 ns;
if COUNT > 0 then
IS_0 <= false;
end if;
w a i t ;
end process;
end EXAMPLE;
• Geri dönüş(return) değeri yoktur
• Parametre değerleri güncellenebilir
(m o d out/inout)
• Gövde bildirim ve tanımlama parçalarına ayrılır
• Sınırlandırılmamış parametreler mümkündür
(dizi boyuru belirtilmeden bırakılabilir)
• VHDL ifadeler olarak kullanılır (koşutzamanlı veya sıralı)
Prosedürler, fonksiyonlardan farklı olarak, VHDL deki herhangi bir ifade olarak kullanılabilir. Sonuç
olarak, bir geri dönüş değeri yoktur, ancak ‘return’ bir alt programın bittiğini belirtmek için
kullanılabilir. VHDL kodundaki yerine bağlı olarak, bir mimari veya bir işlemin içinde, prosedür
koşutzamanlı veya sıralı olarak gerçekleştirilebilir. Tüm altprogramlardaki kodlar sıralı olarak
gerçekleştirilir.
Prosedür bir dizi çıkış parametrelerini inceleyerek, çevresinden gelen sonuçlara karşılık verebilir. Bir
parametrenin varsayılan modu ' in ' ‘dir, ' out ' veya ' inout ' anahtar sözcükleri sinyal/değişkenlerin
çıkışlarını bildirmek için gereklidir. Varsayılan olarak, çıkış parametreleri sınıf değişkenlerdir. VHDL
derleyicisi, eğer bir fonksiyon bildiriminde bir sinyal parametre olarak alırsa, hata mesajı alınır.
Parametrelerin sınıfları uyuşmak zorundadır, aşırı yüklenmiş bir prosedürü aklınıza gelebilir,
parametrelerin sınıf bildiriminde farklılık ile yazılan prosedürler ve uygun atama operatörleri. Hala bu
mümkün değil çünkü parametre sınıfı uygun altprogram seçildiğinde yoksayılır.
Örnek prosedür bir önceki 0 sayma ile aynıdır. Tekrardan, tüm iç değişkenler belirtilmek zorundadır
çünkü altprogramlar değişken değerlerini kaydedememektedir ve herbir çağrıda ilk değerlerine
atanırlar.
2.10 Altprogramın Bildirimi ve Aşırı
Yüklenmesi(Overloading)
• Altprogramlar herhangi bir bildirim bölümünde bildirilir/tanımlanır(declared/defined)
o Paket(package)
o Varlık(entity)
o Mimari(architecture)
o İşlem(process)
o Altprogram(subprogram)
• Altprogramların aşırı yüklenmesi(overloading) mümkündür
o Aynı isim
o Farklı parametreler
o Herhangi tipteki altprogramla çalışır
• Derleme veya çalışma zamanında altprogram çağırıldığında yasal parametreleriyle
varolan parametreler uyuşmak zorundadır
Bir altprogram başka bir altprogramın içerisinde bildirildiyse sadece bu ebeveyn "parent"
altprogram tarafından kullanılabilir.
2.10.1 Aşırı Yükleme(Overloading) Örneği
procedure READ ( L : inout line;
VALUE : out character;
GOOD : out boolean );
procedure READ (L : inout line;
VALUE : out character );
procedure READ ( L : inout line;
VALUE : out integer;
GOOD : out boolean );
procedure READ ( L : inout line;
VALUE : out integer );
· · ·
• TEXTIO paketinden giriş rutinleri
o Bir hattan farklı veri tiplerini çıkarmak
o a y n ı -özdeş isimler
o farklı sayıda parametreler
o farklı parametre tipleri
Standart TEXTIO paketinde dosya I/O prosedürleri, okuma(read),yazma (write),hat okuma (readline),
hat yazma(writeline) ve hat tipleri(line type) öntanımlı olarak bulunmaktadır. Standart veri tipleri için
birçok aşırı yüklenmiş okuma/yazma(read/write) prosedürü bildirilmiştir. Dosyanın hatından
belirtilen tipteki değeri alarak çıkarır. Daha önceden mod bildirimiyle ' inout ' belirtildiği şekilde hatın
kendisi değiştirilmiştir, birçok değer bir hatdan okunmuş olabilir. Derleme sırasında, yasal
parametreleriyle gerçek parametreleri prosedür çağrısında uyuşan prosedür seçilir.
2.10.2 Aşırı Yükleme(Overloading) –
Geçersiz Yeniden Bildirim
package P_EXAMPLE is
-- 1 --
procedure TEST (A: bit;
variable X_VAR: out
integer);
-- 2 --
procedure TEST (B: bit;
variable X_VAR: out
integer);
-- 3 --
procedure TEST (variable X_VAR: out
integer;
A: bit);
-- 4 --
procedure TEST (A: bit;
variable X_VAR: in
integer);
-- 5--
procedure TEST (A: bit;
signal X_SIG: out
integer);
-- 6--
procedure TEST (A: bit;
signal X_SIG: out
integer;
FOO: boolean := false);
end P_EXAMPLE;
• VHDL derleyicisi belritilen parametre bildirimlerini
reddeder:
o Yasal parametrelerin yasal isimleri (2)
o Parametre bildirimlerinin sırası (3)
o Yasal parametrelerin mod/sınıfı (4/5)
• Varsayılan değerler giriş parametrelerine atanabilir
Varsayılan parametreler sentezlenebilir kodda kullanılamaz
Aynı sayıda parametresi olan ve aynı tipte fakat farklı isimde, modda veya sınıfta iki altprogram
bildirimi mümkün değildir. Derleyici şuna benzer, geçersiz yeniden bildirim( "illegal redeclaration"),
bir hata mesajı verir. Örnek paket P_EXAMPLE ,2-5 bildirimleri silinmediği sürece başarılı bir
şekilde derlenemez, bunları açıklama yaparak deneyebilirsiniz. Bu dört prosedür ilki ile aynı isimdedir
ve hepsinin bir bit’e ve bir tamsayı parametresine ihtiyacı vardır.
Eğer sinyal ve parametrelerin üstesinden gelebilecek bir altprogram gerekliyse, ek sahte bir giriş
parametresi eklenerek ve buna varsayılan bir değer atayarak altprogramı bildirmek mümkündür. Bu
yolla, bildirilmiş altprogram parametre sayısı olarak ve yeniden bildirim hatası görülenden farklı
olmuş olur.
2.10.3 Aşırı Yüklemede(Overloading) –
Muğlaklık(Ambiguity)
-- Declarations 2-4 need to be removed from
the
-- package P_EXAMPLE in order to compile!
use work.P_EXAMPLE.all;
entity AMBIGUITY is end AMBIGUITY;
architecture EXAMPLE of AMBIGUITY is
signal A: bit;
signal X_SIG: integer;
begin
process
variable X_VAR: integer;
begin
-- 1 --
TEST(A, X_VAR);
-- 2--
TEST(A, X_SIG);
-- 3--
TEST(A => A, X_SIG => X_SIG);
-- 4 --
TEST(A => A, X_VAR => X_VAR);
w a i t ;
end process;
end EXAMPLE;
• Muğlaklık(Ambiguous)eğer
aşağıdakileri sağlayan tek bir
altprogram bulunamazsa söylenir:
o isim
o yasal parametre sayısı
o kullanılan parametrelerin
tipi ve sırası (1/2)
o yasal parametrelerin ismi
(isim çağrışımı)
Aşırı yüklemede muğlaklık için kullanılan parametrelerle bildirilmiş yasal parametrelerin
eşleştirilmesi için isim çağrışımı kullanılması gerekmektedir. Yoksa derleyici, altprogram çağrılırken
verilen isimle aynı sayıda ve tipte parametreleri olan tek bir altprogram bulmaya çalışır. Eğer
bulamazsa, bir hata mesajı verir bunda, muğlak ifade üretilmiş (ambiguos statement) ifadesi yer alır.
(TEST 1, 2 ifadelerini deneyin)
Varsayılan değer atanmış giriş parametrelerinin altprogram çağrımında hazır olmasına gerek yoktur.
Onların kullanımı gerekli değildir, ancak bazı sentez araçları boş parametrelere kendi tiplerinin
varsayılan değerlerini atarlar(type’left) bu da eğer parametre gövdede gerçekten kullanılıyorsa farklı
bir davranışa neden olabilir.
2.10.4 Operatör Aşırı Yükleme
(Overloading)
• fonksiyon bildirimi ile benzer şekildedir
o isim= varolan operatör sembolü çift
tırnak arasında verilerek
o operatörün sol/sağ işleneni
ilk/ikinci parametrelerle eşleştirilir
• Yeni veri tipi için ek operatör
fonksiyonalitesi sağlar
• Operatör içeriğine göre çağırılır
• Yeni bir operatörün tanımlanmasına izin
verilmez
’bit_vector’ ile yapılan aritmetik işlemler tanımlanmamıştır
Tüm standart VHDL operatörleri aşırı yüklenebilir ancak yeni operatörlerin tanımlanmasına izin
verilmemektedir. Operatör bildirimi fonksiyon bildirimi ile aynıdır tek fark fonksiyon ismi yerine çift
tırnak(“) arasında operatörün yazılmasıdır. Parametrelerin sayısı sabittir ve değiştirilemez. Binary
işlemler için, iki operandı olan işlemlerde,sol/sağ operand ile sol/sağ parametre eşleştirilir.
2.10.5 Operatör Aşırı Yükleme - Örneği
package P_BIT_ARITH is
function "+" (L: bit_vector; R: bit_vector) return bit_vector; -- 1
function "+" (L: integer; R: bit_vector) return bit_vector; -- 2
function "+" (L: bit_vector; R: integer) return bit_vector; -- 3
function "+" (L: bit_vector; R: bit_vector) return integer; -- 4
end P_BIT_ARITH;
use work.P_BIT_ARITH.all;
entity OVERLOADED is
port(A_VEC, B_VEC: in bit_vector(3 downto 0);
A_INT, B_INT: in integer range 0 to 15;
Q_VEC: out bit_vector(3 downto 0);
Q_INT: out integer range 0 to 15);
end OVERLOADED;
architecture EXAMPLE of OVERLOADED is
begin
Q_VEC <= A_VEC + B_VEC; -- a
Q_VEC <= A_INT + B_VEC; -- b
Q_VEC <= A_VEC + B_INT; -- c
Q_VEC <= A_INT + B_INT; -- d
Q_INT <= A_VEC + B_VEC; -- e
Q_INT <= A_INT + B_INT; -- f
end EXAMPLE;
Kod örneği operatör bildirimini ve kullanımını göstermektedir. Eğer tasarım simüle edilecekse
davranış paket gövdesinde tanımlanmalıdır. Derleme sırasında, VHDL derleyicisi operatör bildirim
listesini uyan veri tipleri ile parametre listesini tarar. Bu yolla, operatör bildiriminin fonksiyon
gövdesi ( 1 - 3 ), (a - c) sinyal atamaları için kullanılacaktır. Sinyal ataması (d) bir hataya neden
olacaktır çünkü iki tamsayının sonucu bir bit_vector e atama henüz tanımlanmamıştır. Atama (e)
bildirim(4)ün parametre listesini eşleştirir ve son atama standart VHDL operatör olarak kullanılır.
‘bit’ veri tipindeki aritmetik işlemler standart pakette 'numeric_bit' tanımlanmıştır. Pratikte bu veri
tipinden çekinilmelidir, ancak, eğer standart paketler varsa bunlar bit vektör tiplerini ve uygun
işlemleri daha iyi şekilde tanımladıklarından kullanılabilir.
2.10.6 Sorular
Aşağıdaki sorulara EVET ya da HAYIR olarak cevap veriniz.
18. Alt program aşırı yüklemesi nedir?
18.1.Aynı parametreli fakat farklı fonksiyon isimli (EVET/HAYIR)
18.2. Doğru fonksiyon içeriğe göre seçilir. (EVET/HAYIR)
18.3. Aynı isimli fakat farklı parametreli. (EVET/HAYIR)
19. Aşırı yükleme kullanımında önemli şey nedir?
19.1. Aynı isimdeki alt programlar aynı işi yapabilir. (EVET/HAYIR)
19.2. Paket başlığında güzel bir altprogram dokümantasyonu vardır. (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
18.1:HAYIR 18.2:EVET 18.3:EVET
19.1:EVET 19.2:EVET
3. Simülasyon(Simulation)
• Derleme Sırası
• Simülasyonun Akışı
• İşin Yürütülmesi
• Gecikme(Delay) Modelleri
• Testbenç
• Dosya GirişÇıkışı(File IO)
3.1 Derleme Sırası (Sequence of
Compilation)
• Temel bileşenler yan- veya alt- bileşenlerden önce analiz edilir
o Mimariden önce varlık
o Paket gövdesinden önce paket
• Okun gösterdiğinden öne okun kaynağı analiz edilmeli
o Varlık/mimariden önce paket
o Varlık/mimariden sonra konfigürasyon
Derleme sırası, sinyal bölümlerinin içbağımlılığı tarafından karar verilir. İlk birimler ikincilerden önce
derlenmelidir, çünkü ikinci birimler ilk birimle ilgili gerekli bilgilere ihtiyaç duyarlar( varlık portları
kullanılabildikten sonra mimari sinyalleri kullanılabilir). Bu nedenle varlık mimarisinden önce
derlenir, bir paket başlığı paket gövdesinden önce derlenir ve en son konfigürasyon derlenir.
Genel kural: Bir modül referans edilmeden önce derlenmiş olmalıdır.
Örnek
Bir tasarımın yapısı
Belirtilen dosyalarda herhangi bir değişiklik olursa
hangi dosyalar yeninde derlenmek zorundadır?
o Modül C’nin varlığı
o Modül D’nin mimarisi
o Paket PKG1
o Paket PKG2
o Paket gövdesi PKG2
o TB ‘nin mimarisi
o TB ‘nin konfigürasyonu
DUT tasarımı, birçok modül(A,B,C,D) içerecek şekilde derlenmiştir. PKG1 ve PKG2 paketleri modül
A ve B den referans edilmiştir. PKG1 paketi, bir paket başlığı; altprogramların bildirimi, veri tipleri ve
sabitleri içeren, ve bir paket gövdesine; uygun tanımlamaları içeren, ayrılmıştır.
Başlangıç derlemesi için şu sıra uygundur: PKG1, PKG2, PKG2 ‘nin gövdesi(body of PKG2), modül
D, C, B, A, DUT, TB (önce varlık) ve son olarak testbenç konfigürasyonu. Konfigürasyon simüle
edilebilir objeyi oluşturduğunda , eğer birşeyler değiştiyse yeniden derlenmelidir.
Eğer C varlığı değiştiyse, uygun mimari ve konfigürasyon yeniden derlenmek zorundadır. D’nin
mimarisindeki herhangi bir değişiklik herhangi konfigürasyonun parçası olan ek bir yenidenderlemeye
gerek yoktur. PKG1 ‘in yenidenderlenmesi tüm A modülünün ve konfigürasyonun
yenidenderlenmesine neden olmaktadır.
PKG2 deki değişiklik beraberinde paket gövdesinde ve modül B ‘de yenidenderlenmeyi
getirmektedir. Eğer değişiklikler paket gövdesiyle sınırlıysa,sadece konfigürasyon, her zaman güncel
tutulması gerektiğinden. Aynı şey testbençe(TB) mimarisinde ve konfigürasyonun kendisinde
değişiktede değiştirmek için uygulanır.
Lütfen dikkat edin, sadece minör(küçük önemsiz )değişiklikler, VHDL yorumları burada dikkate
alınmıştır. Eğer varlık portları değişirse,örneğin, basit bir yeniden derleme yeterli olmayacaktır ve
tüm hiyerarşi seviyeleri üzerindeki VHDL modül kodları buna uygun şekilde ayarlanmalıdır. Arayüz
uyumsuzluğu konfigürasyonu derlerken meydana çıkacaktır.
CEVAP:
Değiştirilen Dosya / Yeniden Derlenen Dosya:
Entity of module C / Package PKG2, Architecture of module D / Package body PKG2,
Package PKG1 / Architecture of TB, Configuration of TB / Boş(Değişiklik yok)
3.2 Simülasyonun Akışı
• Tasarım ayrıntılandırma(elaboration)
o Belirlenmiş elemanlar
yaratılmıştır
• Sinyallerin İlklendirmesi (initialisation)
o Başlangıç değerleri atanır
• Simülasyon komut üzerinde çalıştırılır
Bir VHDL modelinin simülasyonu üç adımda yürütülür. Önce, ayrıntılandırma fazında(elaboration)
simülasyon modeli yaratılır. İlklendirme (initialisation) fazında tüm sinyallere bir başlangıç değeri
atanır. Gerçekleştirme fazında modelin kendisi gerçekleştirilir.
3.2.1 Ayrıntılandırma (Elaboration)
• Ayrıntılandırma sırasında tasarım
elemanları yaratılır
• Tüm tasarım objeleri simülasyondan
önce ayrıntılandırılır
• "for döngüsü" haricindeki değişkenler
ve objeler altprogramda
tanımlanmıştır
3.2.2 İlklendirme (Initialization)
type std_ulogic is ( `u` ,`x`,`0`.....) --
First value is `u` !!!
signal clock: std_ulogic := `0 `;
signal reset: std_ulogic;
• Başlangıç değerleri:
o Bildirimden gelen
başlangıç değerleri
VEYA
o Tip tanımındaki ilk değer
(type`left)
• Herbir işlem askıya alınana kadar
gerçekleştirilir
o ...sinyal değerleri
güncelleştirilmediği
sürece
Tüm sinyallere başlangıç değerlerinin verilmesi ilklendirme fazında gerçekleşir. İlklendirme fazından
sonra her işlem askıya alınana kadar gerçekleştirilmiştir.
3.2.3 Yürütme(Execution)
• Simülasyon gerçekten
yürütülmüştür
• Sinyal değerleri ölçülmüştür
Tasarım davranışının gerçek simülasyonu yürütme fazında meydana gelmektedir. Bunun anlamı
testbenç işlemleridir, VHDL modeli uyarıcı ile desteklenmektedir. Modelin bireysel sinyalleri
görüntülenebilir ve dalgaformu penceresiyle kontrol edilebilir. Alınan yanıtla beklenen yanıt
arasındaki fark uygun VHDL ifadesiyle karşılaştırılır.
Örneğin OCCURRING_TIME zamanındaki alınan değerle beklenen değer arasındaki fark bir if
ifadesiyle teyit edilir(assertion):
if now=OCCURRING_TIME then
assert EXPECTED_RESPONSE=RECEIVED_RESPONSE
report "unexpected behaviour"
severity error;
end if;
3.3 İşlem Yürütme(Process Execution)
architecture A of E is
begin
P1 : process
begin
-- sequential statements
end process P1;
-- C2: concurrent statements
P2 : process
begin
-- sequential statements
end process P2;
-- C1: concurrent statements
end A;
Bir mimari işlemleri ve paralel olarak aktif olan koşutzamanlı ifadeleri içermektedir. İşlemlerin
içerisindeki ifdeler sıralıdırlar ve birbiri ardına yürütülürler.
Paralel bölümlerin bağlantıları sinyaller ve hassasiyet listesi ile sağlanır. Koşutzamanlı ifadeler
fonksiyonel olarak denk işlemler olarak yorumlanırlar, bir hassasiyet listesinin bu işlemde okunacak
tüm bu değerleri içermesiyle sağlanır. Koşutzamanlı ifadeler elbette sıralılara aktarılabilmeli (koşullu
sinyal atamasından -> if ifadesine, seçilmiş sinyal atamasından -> case ifadesine).
Örneğin, eğer P1 işlemi bir tetikleniyorsa(saat kenarı ile),onun ifadeleri sırayla yürütülür. Bu yolla
aktif kenardan sonra kodun bölümlerini yürütmek mümkün olmaktadır. Bir dizi sinyalin değiştiğini
varsayalım. Onların değerleri işlem yürütülmesi bittikten sonra değişmiştir. Bu şematiğe göre, bu
güncellenmiş değerle C1 ve P1 i tetikler bunlar da P1 ve C2 yi tetikler ve devam eder. Bu ifadelerin
yürütülmesi stabil bir duruma ulaşana kadar devam eder, yeni bir olay üretilmeyene kadar.
3.3.1 Koşutzamanlı ve Sıralı Yürütmenin
Karşılaştırılması
architecture CONCURRENT of MULTIPLE is
signal A, B, C, D : std_ulogic;
signal Z : std_logic
begin
Z <= A and B;
Z <= C and D;
end CONCURENT;
architecture SEQUENTIAL of MULTIPLE is
signal Z, A, B, C, D : std_ulogic;
begin
process (A, B, C, D)
begin
Z <= A and B;
Z <= C and D;
end process;
end SEQUENTIAL;
Eğer aynı iki sinyal ataması VHDL kodunda görünüyorsa,bunlardan biri mimarideki
koşutzamanlı ifade ve diğeri de işlemdekidir, sonuçlar büyük ölçüde farklılık gösterir: İlk durumda, iki
paralel sinyal ataması gerçekten bir sinyale yaplımıştır. Bu sadece kararlı tipler için izin verilmektedir,
bir çözünürlük fonksiyonu hangi değerin sürüleceğine karar vermek için hazırdır. İkinci durumda, ilk
atama yürütülmüştür ve sonuçları kaydedilmiştir. Daha sonra bu sonuca başka bir atamayla
üstüneyazılmıştır, bu nedenle sadece son sinyal ataması taşınmaktadır sinyal güncelleştirildiğinde.
3.3.2 Sinyal Güncelleme
• Sinyalleri bir geçmiş değeri, bir mevcut değeri, bir de gelecek değeri vardır
o Gelecek değer simülatör katmanında kullanılır sadece
o Geçmiş değer ≠ mevcut değer: olay(event)
• Sinyal değerleri bir işlem gerçekleştirildikten sonra güncellenirler:
bir sinyalin eski mevcut değeri üzerine gelecek değer yazılır
• Simülasyonun tek bir anında birçok işlem çağrısı olması mümkündür
Sinyal güncelleme mekanizması VHDL simülatörün olmazsa olmazıdır. Simülatör sinyal yönetimi
fonksiyonu içerisinde sinyaller bir geçmiş,bir mevcut ve bir de gelecek değeri vardır. Bir işlemdeki
sinyal atamaları herzaman sinyalin gelecek değeriyle gerçekleştirilir. Gelecek değer işlem yürütülmesi
bittikten sonra sinyal güncelleştirme fazında mevcut değere kopyalanır.
3.3.3 Delta Dönüşü-Çevrimi (1)
• Simülasyonun bir anında
• Bir döngü çevrimi = ``delta çevrimi"
• Delta zamanı simülasyon zamanıyla
dikeydir-ortogonaldir
• Sinyaller güncellenmiştir
• Tüm işlemler başlatılmıştır
o Sinyal atamaları kaydedilir
• Yeni sinyal atamaları
o Daha sonraki işlemler için
yürütülür
Bir sümülasyon çevirimi herzaman bir sinyal güncellemesi ve bir faz işlem yürütülmesini içerir.
Bunların birçoğuna delta çevirimi denir, sistemi stable hale getirmek için uygulanan bir simülasyona
zamanı noktasıdır. Delta çevirimi sayısı simülsyon için gereken zamanı etkilemez. Sadece
simülasyonu gerçekleştirmek için gerekli süreyi etkiler.
Başlangıçta, tüm sinyaller güncellenir ve sinyal değişimlerinin yaratılmasıyla listedeki bir dizi işlem
tetiklenir. Bu listedeki tüm işlemler birbiri ardına delta çevrimi 1 de yürütülmüştür. Yürütülme
bittiğinde, bir sinyal ataması gerçekleştirilmiştir. Yeniden bir işlem listesi,bu işlemlerin hassasiyet
listesi sinyal değerleri değişmiş, bir liste oluşturulur .
Bu süreç işlem listesi boş kalana kadar devam eder, bunun anlamı sinyal olaylarıyla tetiklenmiş
herhangi bir işlem kalmamasıdır. Şimdi, gerçek zamandaki adımları('wait for ...', '... after ...') içeren
ifadeler gerçekleştirilir ve simülasyon zamanı belirtilen zamanda ilerler. Delça çevrimi simülasyon
zamanına dikey olarak araya girer, birçok delta çevrimi bir simülasyon zamanında gerçekleşebilir.
3.3.4 Delta Çevrimi(2)
• Simülasyonun herhangi bir anındaki birçok delta çevrimi gösterilmektedir.
Delta çevrimi simülasyon zamanını dikey olarak keser. Bu yüzden sabit bir simülasyon zamanında
birden fazla delta çevrimi yürütülebilir.
3.3.5 Delta Çevrim - Örneği
library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity DELTA is
port (A, B : in std_ulogic;
Y, Z : out std_ulogic);
end DELTA;
architecture EXAMPLE of DELTA is
signal X : std_ulogic;
begin
process (A, B, X)
begin
Y <= A;
X <= B;
Z <= X;
end process;
end EXAMPLE;
B deki olay (ilk delta çevrimi)
Y’nin gelecek değeri alır A’nın mevcut değerini(değişim yok)
X’in gelecek değeri alır B’nin mevcut değerini(yeni değer)
Z’in gelecek değeri alır X’in mevcut değerini(d e ği ş i m y o k )
sinyal güncelleme
X deki olay (ikinci delta çevrimi)
Y’nin gelecek değeri alır A’nın mevcut değerini(değişim yok)
X’in gelecek değeri alır B’nin mevcut değerini(değişim yok)
Z’in gelecek değeri alır X’in mevcut değerini(yeni değer)
sinyal güncelleme
`
A, B, X de başka olay yok
B sinyalinin değiştiğini varsayalım. A mimarisinin işlemi, B olayıyla tetiklenmiştir ve ilk olarak
aktifleştirilmektedir. X in gelecek değeri B’nin mevcut değerine verilmektedir. İşlemin sonunda, X in
gelecek değeri mevcut değere transfer edilir. X in değerindeki bu değişim ikinci zaman için olan
işlemi çağıran olayla sonuçlanır. Şimdi, X ‘in mevcut değeri, Z’nin gelecek değerine(B ve sonuç
olarak X aynı kalmaktadır) yazılmıştır. İşlemin sonunda, sinyal güncellenmesi birkez daha
gerçekleşmektedir, bu nedenle Z nin gelecek değeri Z’nin mevcut değerine aktarılmaktadır.
Hassasiyet listesinde verilmiş sinyaller A,B veya X in mevcut değerlerinden bir değişiklik görülmediği
sürece , işlem yeniden çağırılmaz. Her iki X ve Z sinyali değerini B den elde eder.
Bu örnek sadece gösterme amaçlıdır. X ara sinyali işlemin fonksiyonalitesi gizlemektedir ve pratikte
kullanılmaz. Bunun yerine ,genellikle güncelleme mekanizmasına bağlı olan değişkenlerin
kullanılması tavsiye edilir.
3.3.6 İşlem Davranışı
process (A, B)
begin
if (A=B) then
Z <= `1 `;
else
Z <= `0 `;
end if;
end process;
process
begin
if (A=B) then
Z <= `1 `;
else
Z <= `0 `;
end if;
wait on A, B;
end process;
• İşlem sonsuz bir döngüdür
• Wait-ifadesiyle(bekleme) durdurulabilir
• Hassasiyet listesi wait-ifadesine denktir.
• Hassasiyet listesi olan bir işlem
wait(bekleme) ifadesi içeremez
Temel olarak, bir işlem sonsuz bir döngü gibi gözönüne alınmalı. Sürekli devam edem yürütme
wait(bekleme) ifadesiyle kesilebilir. Hassasiyet listesinin kullanımı WAIT ON-ifadesiyle aynıdır.
Eğer bir hassasiyet listesi varsa, WAIT ifadesi işlemde olmamalıdır.
3.3.7 Ertelenmiş İşlemler (Postponed
Processes)
postponed process
begin
Z <= `0` ; --
wrong
w a i t for 0 ns;
Z <= `1` ; --
wrong
w a i t on A, B; --
wrong
end process;
• İşlemler belirli bir anda en son delta çevriminde yürütülürler
• Aşağıdakilerine izin verilmez:
o Time 0 bekleme(wait)- ifadesine
o Gecikme(delay) olmaksızın sinyal atamasına (0 ns için)
postponed process (A, B)
begin
if (A=B) then
Z <= `1` after 5 ns;
else
Z <= `0` after 4 ns;
end if;
end process;
Ertelenmiş işlemler VHDL'93 deki yeni bir özelliktir
Ertelenmiş ilemler her zaman en son delta çevrimine taşınır. Bunun anlamı bu işlemler simülasyonun
o anında daha önceden stabil olan sinyallere ulaşabilmektedir. Ertelenmiş işlemleri için ,
wait(bekleme) ifadesi 0 ns ve sinyal ataması gecikme olmadan yapılmasına izin verilmez.
Lütfen dikkat edin ertelenmiş işlemler sadece simülasyonda kullanılabilir, sentezde kullanılamaz.
3.4 Gecikme Modelleri
Taşıma gecikmesi(Transport delay):
Modellerin mevcut akışı bir tel üzerinden olur
(herşey buradan taşınır)
Eylemsiz gecikme(Inertial delay): (varsayılan
gecikme mekanizması)
Modellerin ani voltaj yüklenmesi-davranışın kanıtı
=> bir değer eğer en az 2ns boyunca aktifse
aktarılır
Darbe reddinin limiti ile eylemsiz gecikme
(Inertial delay with pulse rejection limit)
Modellerin ani voltaj yüklenmesi-davranışın kanıtı
=> bir değer eğer en az 5ns boyunca aktifse
aktarılır
İki farklı tipte gecikme modeli vardır VHDL de: taşıma ve eylemsizlik (varsayılan olarak kullanılır).
Taşıma gecikme modelinde, herşey sinyallerle taşınır, üstteki örnekte de görüldüğü gibi sinyal A
sinyal S nin birebir kopyasıdır ancak, 2ns gecikmiştir. Taşıma gecikme modelinde sinyaller bir tel
üzerinden (propogasyon gecikte ile)taşınırlar , bu yüzden ani durum hemen yansıtılmaz.
Eylemsizlik gecikmesi kullanıldığındai sinyal geçişleri, sedece yeni değer belirtilen en az sürece
varolduğu sürece taşınır, bu nedenle ani değişimler bastırılmıştır.
"S <= A after 2 ns" 2ns den az olan değişimleri filtreler ve gecikme sinyal değerleri 2ns den uzun
sürelidirt.
"S <= reject 5 ns inertial A after 10 ns" minimum 5ns kadar darbe genişliğine ihtiyacı vardır ve A dan
S ye kadar olan yüm diğer sinyalleri 10 ns lik bir gecikme ile kopyalar.
Eylemsizlik gecikmesi anahtarlama devrelerinin karakteristiğidir. Belirtilen süreden kısa ani
değişimler göz ardı edilir ve iletilmez.
3.4.1 Projelendirilmiş Çıkış
DalgaFormları(Projected Output
Waveforms (LRM))
• Taşıma ve eylemsizlik gecikmesi(transport and inertial delay):
o (1) Tüm eski projelendirilmiş işler ondan sonraki ilk iş projelendirilmiş dalga
formundan silindikten sonra gerçekleşir.
o (2) Yeni işler projelendirilmiş çıkış dalga formuna projelendirme sırasına göre
eklenir.
• Eylemsiz gecikme projelendirilmiş çıkış dalga formu ayrıca değiştirilir:
o (3) Tüm yeni işler işaretlenir.
o (4) Bir eski işi, projelendirilme süresi ilk yeni işin projelendirme süresinden
azsa işaretlenir.
o (5) Geriye kalan herbir işaretsiz eski işler, eski işler eğer işaretli bir işten önce
geliyorsa ve onun bileşen değeri işaretlenmişle aynıysa bu da işaretlenir.
o (6) Sürücünün mevcut değerine karar veren iş işaretlenir.
o (7) Tüm işaretsiz işler(hepsi eski işlerdir) projelendirilmiş çıkış dalga
formundan silinir.
Gecikme mekanizmasının tanımı VHDL dili başvuru kitabında yer almaktadır. Sonuç olarak, tüm
sinyal atamaları şu formatı göstermek zorundadır:
T <= reject TIME_1 inertial VALUE after TIME_2;
Belirtilen bu atamalar birbirinin anyıdır:
T <= VALUE after TIME_1; -- (default inertial delay)
T <= inertial VALUE after TIME_1;
T <= reject TIME_1 inertial VALUE after TIME_1;
Bunlarda birbirinin aynıdır:
T <= transport VALUE after TIME_1;
T <= reject 0 ns inertial VALUE after TIME_1;
Bu nedenden dolayı ki gecikme reddetme limitinin 0ns olması tüm işlerin işaretlenmiş yapar(adım 3)
ve hiçbir işlem silinememiş olur(adım 7). Sonuç olarak 3 den 7 ye kadar olan adımların herhangi bir
etkisi yoktur ve gecikme modeli tamamen taşıma modeline denk hale gelmektedir.
Bununla birlikte "T <= VALUE" sadece "T <= VALUE after 0 ns" için sadece bir kısayoldur.
3.4.2 Taşıma Gecikmesi (Transport Delay)
(1)
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= transport 1 after 1 ns;
S <= transport 2 after 2 ns;
wait;
end process;
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= transport 2 after 2 ns;
S <= transport 1 after 1 ns;
wait;
end process;
Bir sinyal sürücüsü değer/zaman çiftini yönetir.Yeni bir değer atamak mümkün
değildir eğer Zamani < Zaman i-1
Bir sinyal sürücüsünde, gerçek değerler herzaman aktivasyon zamanıyla ilişkilidir. Örnekteki
tamsayı(integer)sinyal için başlangıç değeri/zamanı(0,0ns) çiftinin figürde herhagi bir zamanda
etkilenmeden kaldığı gösterilmiştir.
Bir sinyal ataması yapılınca yeni bir çifte neden olur, değer/zaman çiftindeki zaman kronolojik olarak
son liste girişinden sonra olmalıdır. İlk sinyal ataması en kolay olanıdır sadece listeye eklenir. Aynı
şekilde eğer zamandan sonra geliyorsa uygulanır soldaki örnekte olduğu gibi. Yoksa yeni değer/zaman
çifti bir öncekinden sonra değilse önceki tüm çiftler silinir.(sağdaki örnek, adım 1).
Daha öncekileri silmeden daha önceki zaman ait bir işlem eklenemez.
3.4.3 Taşıma Gecikmesi (Transport Delay)
(2)
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= transport 1 after 1 ns, 3 after 3 ns, 5 after 5 ns;
S <= transport 4 after 4 ns;
wait;
end process;
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= transport 1 after 1 ns, 3 after 3 ns, 5 after 5 ns;
S <= transport 4 after 6 ns;
wait;
end process;
Yeni çiftler listeye eklenir yada olan elemanların üzerine yazılır
3.4.4 Eylemsiz Gecikme(Inertial Delay) (1)
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= 1 after 1 ns;
S <= 2 after 2 ns;
wait;
end process;
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= 1;
S <= 2;
wait;
end process;
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= 2 after 2 ns;
S <= 1 after 1 ns;
wait;
end process;
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= 1 after 2 ns;
S <= 1 after 1 ns;
wait;
end process;
S <= 1; -- equivalent to
S <= 1 after 0 ns;
Bir sinyale son atama işlemde etkili olmaktadır
Örnekte, sinyal atamasında belirtilen darbe reddetme limiti "S <= 2 after 2 ns" 2ns dir. Bunedenle
tekrarlama zamanı 0ns den küçük (2 ns artı darbe reddetem süresi; adım 4) olan tüm işlemler
işaretlidir.Bu yüzden (1, 1 ns) çifti işaretlenmemiş ve son adımda silinmiştir(adım 7).
Sağdan üç örnekte gösterilen yeni değer/zaman çiftindeki zamanda listedeki listedeki en büyük zaman
çiftidir, bu nedenle eski girişlerin üzerine yeni olanı yazılmaktadır(adım 1 silme, adım 2 yeni değer
ekleme), reddetme limit değerlerinden bağımsız olarak.
3.4.5 Eylemsiz Gecikme(Inertial Delay) (2)
İlk sinyal atamasından"S <= 1 after 1 ns, 3 after 3 ns, 5 after 5 ns;" sonra, liste üç değer/zaman çifti
içermektedir.
İkinci sinyal ataması "S <= 3 after 4 ns, 4 after 5 ns;", listedeki son girişi siler çünkü 4 ns <= 5 ns
(adım 1) ve iki girişi ekler(adım 2). Daha sonra, tüm yeni işlemler (adım 3) ve elbette (3,3ns)
işaretlenmiştir, çünkü bu işlem işaretlenmiş işlerin atasıdır ve bu işaretlenmiş işlemlerle aynı değere
sahiptir(adım 5). İşaretlenmemiş girişler silinmiştir,bunlar (1, 1 ns) ve (2, 2 ns) söylenen sırayla
gerçekleştirilir(adım 7).
3.4.6 Eylemsiz Gecikme(Inertial Delay) (3)
signal S : integer := 0;
process
begin
S <= 2 after 3 ns, 2 after 12 ns, 12 after 13 ns, 5 after 20 ns, 8 after 42 ns;
S <= reject 15 ns inertial 12 after 20 ns, 18 after 41 ns;
wait;
end process;
Sinyal ataması "S <= 2 after 3 ns, 2 after 12 ns, 12 after 13 ns, 5 after 20 ns, 8 after 42 ns;" ilk listeyi
oluşturmaktadır.
İkinci sinyal ataması "S <= reject 15 ns inertial 12 after 20 ns, 18 after 41 ns;" listeyi aşağıdaki şekilde
değiştirir:
adım 1 : zaman değeri 20ns den büyük veya eşit tüm çiftler silinecektir
adım 2 : yeni çiftler sona eklenecektir
adım 3 : tüm yeni işlemler işaretlenecektri (sarı);
adım 4 : eski işlemler(20ns den küçük olanlar) dan reddetme limiti (15 ns) farkı yani 5ns olanlar
işaretlenmiştir (yeşil)
adım 5 : hala işaretlenmemiş olarak bulunan işlemler(kırmızı) ile işaretlenmiştir eğer doğrudan
işaretlenmiş bir işlemin atası ve daha önce işaretlenmiş işlemle aynı değerdeyse.
adım 6 : mevcut değer/zaman çifti işaretlenmiştir; sadece işaretli olanlar listede kalmıştır
adım 7 : tüm işaretsiz işlemler silinmiştir.
3.5 Testbenç(Testbenches)
• DUT için tepki vericidir(test vektörleri)
• Sentezlenebilir olmasına ihitiyaç yoktur
• Çıkış tarafında port yoktur
• DUT için çevre
• Tasarım için doğrulama(verification) ve
sağlama(validation)
• Birçok çıkış metodu
• Birçok giriş metodu
Bir testbenç, bir tasarımın fonksiyonalitesini doğrulamak için kullanılır.Testteki Araçlar Device Under
Test (DUT) için tepkiyi sağlar ve DUT’in yanıtlarını analiz eder veya bir dosyada saklar. Tepki
yaratmak için gerekli olan bilgi tenstbençe doğrudan entegre edilmiştir veya dışardan bir dosyadan
yüklenebilir. Simülasyon araçları sinyalleri görüntüler, bu dalga formu(waveform) ile gerçekleştirilir
böylece tasarımcı beklediği değerlerle elde ettiği değerleri karşılaştırır. Eğer dalgaformu doğru değilse
uyuşmuyorsa tasarımcı kaynak kodu değiştirmelidir. Büyük projeler için bu yöntem pek de kullanışlı
değildir bunun için tek yol düzeltmenin otomatik olarak yapılmasıdır bu da şimdilik bir hayalden
ibarettir.
3.5.1 VHDL Testbenç’in Yapısı
entity TB_TEST is
end TB_TEST;
• Boş varlık
architecture BEH of TB_TEST is
-- component declaration of the
DUT
-- internal signal definition
begin
-- component instantiation of the
DUT
-- clock generation
-- stimuli generation
end BEH;
• DUT ‘ın bildirilmesi (Declaration)
• Testbenç sinyalleriyle DUT arasındaki bağlantının kurulması
(Connection)
• Tepki ve saat üretme (Stimuli and clock) (davranışsal
modelleme)
• Yanıt analizi (Response analysis)
configuration CFG_TB_TEST of
TB_TEST is
for BEH;
-- customized configuration
end for;
end CFG_TB_TEST;
• Testbençi simüle etmek için varsayılan yada kişiselleşitirilmiş
konfigürasyon
Bir testbençin varlığı tamamen boş olmalıdır, çün gerekli tepkiler bağımsız oluşturulmuştur.
Diğertürlü, bir testbenç bir testbençe ihtiyaç duyabilir. Dut ‘ın girişleri doğrudan uyarılamadığından,
iç geçici sinyaller tanımlanmalıdır. Port isimleri ile iç sinyalleri birbirinden ayırabilmek için önekler
koyulabilir, örneğin "W_" bir teli(wire) belirtmek için kullanılır.
Testbenç mimarisinin bildirim bölümü, iç sinyallerin tanımlanmasını, DUT veya DUT’ların bir
eleman bildirimini ve sabit tanımlamalarını(saat periyodunun atanması) içerir. Bir tepki işlemi DUT’ın
giriş portları için değer sağlar, davranışsal modelleme sentezlenmesine gerek duyulmadan çalıştırılır.
Bazen dış eleamnların modelleri kullanılabilir(belkide sadece davranışsal bildirim) ve tüm sistem için
benzer şekilde kullanılabilir .
Bir konfigürasyon istenilen elemanı simülasyon için seçer.
3.5.2 Örnek
entity TB_TEST is
end TB_TEST;
architecture BEH of TB_TEST is
component TEST
port(CLK : in std_logic;
RESET : in std_logic;
A : in integer range 0 to 15;
B : in std_logic;
C : out integer range 0 to 15);
end component;
constant PERIOD : time := 10 ns;
signal W_CLK : std_logic := '0';
signal W_A, W_C : integer range 0 to 15;
signal W_B : std_logic;
signal W_RESET : std_logic;
begin
DUT : TEST
port map(CLK => W_CLK,
RESET => W_RESET,
A => W_A,
B => W_B,
C => W_C);
· · ·
• Mimartinin bildirim bölümü
o Bileşen(component)
o İç sinyaller(internal signals)
o Altprogramlar(subprograms)
o Sabitler(constants)
• DUT örneklemesi
• Modül portları ile iç sinyallere bağlanma
Başlangıö saat sinyalini ‘0’atayın
Örnekte TEST tasarımı için VHDL testbençi gösterilmektedir. Tasarım BEH mimarisinin bildirim
bölümündeki bileşenşler olarak bildirilmiştir. PERIOD sabiti saat periyodunu kurmak için kullanılır.
DUT a bağlantı kurmak için kullanılan iç sinyaller bildirilmiştir. Saat sinyalinin başlangıç değerinin
varsayılan değere göre’u’ 0 yada 1 verilmesi önemlidir çünkü saat üretim yapısı daha sonra
kullanılacaktır.
Saat(Clock) ve YenidenBaşlatma(Reset)
Üretimi
W_CLK <= not W_CLK after
PERIOD/2;
-- complex version
W_CLK <= '0' after PERIOD/4 when
W_CLK='1' else
'1' after 3*PERIOD/4 when
W_CLK='0' else
'0';
• Basit sinyal atamaları
o Sonsuz döngü
o W_CLK için başlangıç değeri olarak '0' veya '1'atanmalı
(not 'u' = 'u')
o Simetrik-düzenli saat
• Koşullu sinyal ataması
o Kompleks saat şeması
• İşlemlerin büyük ek yüklerinin farkına varılması
W_RESET <= '0',
'1' after 20 ns,
'0' after 40 ns;
• Yeniden başlatma üretimi (Reset generation)
assert now>100*PERIOD
report "End of simulation"
severity failure;
• Simülasyonun zorla sonlandırılması
Senkron tasarım için en önemli şeylerden biri saat tepkisidir. Bunu, koşutzamanlı sinyal atamasıyla ya
da saat üretme işlemiyle oluşturulur. Bir işlem, gerçekleştirilmiş bir fonksiyonaliteyle karşılaştırırsak
birçok ek yük getirir, koşutzamanlı versiyonu gereklidir.
En basit şekli en üstte gösterilmektedir, saat sonsuza kadar çalışır ve simetriktir. Sinyal değeri her
yarım saat periyodunda tersine dönüştürülür, başlangıç sinyal değeri ‘u’ olmak zorunda değildir,
başlangıç değeri dışarıdan da bildirilebilir. Daha ayrıntılı örnek hemen altında gösterilmiştir, koşullu
sinyal ataması ile %25 iş çevrimi ile asimetrik saat üretilmiştir. Şuna dikkat edin ki varsayılan sinyal
değeri belirtilmemiştir çünkü koşulsuz else yolu vardır, buna koşullu sinyal atamalarında ihtiyaç
vardır.
Tüm simülasyon 100 saat çevriminden sonra ASSERT ifadesiyle durdurulmuştur. Elbette zaman
kontrolü koşullu sinyal ataması ile eklenebilir.
Sabitlenmiş bir saat genişliği ilişkisi en iyi ‘delayed’ bekletilmiş özellikle, "CLK_DELAYED <=
W_CLK'delayed(5 ns);" ,ifadesine benzer şekilde modellenir.
Yeniden başlatma-sıfırlama doğrudan gerçekleşir: simülasyon başlangıcından başlangıç değeri 0 ile
başlatılır,daha sonra aktifleştirilmiştir, 20ns boyunca 1 e kur, daha sonra 20ns boyunca 0 a geridönsün,
simülasyonun geri kalanında böyledir.
Yanıt-Tepki Analizi(Response Analysis)
· · ·
process(W_C)
begin
assert W_C > 5 --message, if false
report "WRONG RESULT!!"
severity ERROR;
end process;
· · ·
• Önem derecesi nin belirtilmesi
o Not(Note)
o U y a r ı ( Warning)
o Hata(Error (default))
o Başarısızlık(Failure)
· · ·
process(W_C)
begin
assert W_C > 5
report "WRONG RESULT in " &
W_C'path_name &
"Value: " &
integer'image(W_C)
severity error;
· · ·
• VHDL'93 Ek elemanlar
o 'path_name
o 'inst_name
o 'image
WRONG RESULT in TB_TEST:W_C Value: 2
• Simülatöre rapor vermek
Hata ayıklama(debugging) için ek elemanlar
Bildirilmeyen(assert) ifadeler için rapor vermek
' assert ' ifadesi otomatik yanıt analizini en iyi şekilde yürütmek için uygundur. Bir koşulun iddia
kontrolü ve eğer koşul yanlışsa bir mesaj rapor etmesi. Seçilen önem seviyesine göre ve simülasyon
araçlarındaki ayarlara göre, simülasyon devam eder(warning için) veya durur(error, failure) hata
raporu vererek. Varsayılan önem seviyesi ' error ' dur.
Rapor edilecek mesaj tasarımcı tarafından tanımlanır.
3.6 Dosya Giriş/Çıkışı(File I/O)
• Standart kütüphanesindeki TEXTIO
paketi
• Önemli fonksiyonlar ve prosedürler:
o readline(...), read(...),
o writeline(...), write(...),
o endfile(...)
• Ek veri tipleri (text, line)
• READ / WRITE aşırı yüklenebilir tüm öntanımlı
veri tipleri için:
o bit, bit_vector
o boolean
o character, string
o integer, real
o t i m e
VHDL de, tasarımcıya dosyadan veri yükleme yada dosyaya veri yazmaya izin verilmiştir. Bunu
yapmak için STD kütüphnesinden TEXTIO paketinin eklemek gerekir. Dosya I/O(giriş/çıkış-
input/output)nun temel uygulaması simülasyon esnekliğidir.
Bir dosyadan bilgi almak için, kullanıcının bunu satır satır okuması gerekir ve bunları ' line ' veri
tipinin değişkenlerinde tutmalıdır. Bundan sonra bu satırdaki bilgiler READ komutuyla erişilebilinir.
Genellikle bir satırda birdan fazla veri tipindeki bilgi vardır. Veriyi doğru şekilde yorumlayabilmek
için , aynı veri tipinin gerçek parametreleriyle çalışmak gerekir. Bu etkenler aşağıdaki örneği daha da
açık hale getirmektedir. Bunun yaninda, bilgiler arasındaki boşluk karakterinin ayrı bir ifadeyle
okunması gerekmektedir.
Dosya çıkış işi aynı yolla yapılır, önce WRITE ile satır düzenlenir ve WRITELINE ile de dosyaya
yazılır.
3.6.1 Dosya (File)I/O Örnek(1/4)
• toplayıcı modülü ADDER
o İki 8 bit vektörü toplayıp, bir tane 8 bit
vektöre sonucu verir
o Taşma(overflow) sinyali üretir
library IEEE;
use IEEE.std_logic_1164.all;
use IEEE.std_logic_unsigned.all;
entity ADDER is
port(VALUE_1 : i n std_logic_vector(7 downto 0);
VALUE_2 : i n std_logic_vector(7 downto 0);
OVERFLOW : out std_logic;
R E SU LT : out std_logic_vector(7 downto 0));
end ADDER;
architecture RTL of ADDER is
signal INT_RES : std_logic_vector(8 downto 0);
s i g n al INT_VAL_1 : std_logic_vector(8 downto 0);
signal INT_VAL_2 : std_logic_vector(8 downto 0);
begin
INT_VAL_1 <= '0' & VALUE_1;
INT_VAL_2 <= '0' & VALUE_2;
I N T _ R E S <= INT_VAL_1 + INT_VAL_2;
R E S U L T <= INT_RES(7 downto 0);
OVERFLOW <= INT_RES(8);
end RTL;
• ADDER modülünün varlık ve mimarisi
• std_logic_unsigned paketi
o yayın hakları Synopsys aittir
(EDA yazılım firması)
o IEEE standardında değildir
o std_logic_vector deki aşırı yüklenmiş
matematiksel operatörlere işaretsiz sayılar
gibi davranılır(unsigned number)
Örnekte ilk bölüm bir toplayıcı tasarımını göstermektedir. STD_LOGIC_UNSIGNED paketinin
kullanımına dikkat edin.
Mimaride, operandlar 9 bit ile gösterilmiştir gerçek toplamadaki taşmayı önlemek için. En önemli bit
yani en soldaki bit OVERFLOW(taşma) sinyalini geri kalan 8 bit ise toplamanın sonucunu gösterir.
Örnek(2/4)
library IEEE;
use IEEE.std_logic_1164.all;
use IEEE.std_logic_unsigned.all;
use IEEE.std_logic_textio.all;
use STD.textio.all;
• std.textio ve IEEE.std_logic_textio paketlerini
dosya I/O fonksiyon ve prosedürleri için ekleyin
entity TB_ADDER is
end TB_ADDER;
architecture BEH of TB_ADDER is
component ADDER
port(VALUE_1 : in std_logic_vector(7 downto 0);
VALUE_2 : in std_logic_vector(7 downto 0);
OVERFLOW : out std_logic;
R E S U L T : out std_logic_vector(7 downto 0));
end component;
signal W_VALUE_1 : std_logic_vector(7 downto 0);
signal W_VALUE_2 : std_logic_vector(7 downto 0);
signal W_OVERFLOW : std_logic;
signal W_RESULT : std_logic_vector(7 downto 0);
begin
DUT : ADDER
port map(VALUE_1 => W_VALUE_1,
VALUE_2 => W_VALUE_2,
OVERFLOW = > W _ O V E R F L O W ,
RESULT = > W_ R E SU LT );
• Yaygın testbenç yapısı
o Boş varlık: dış arayüz yoktur
o Bilişim bildirimi ve örnekleme
o Giriş/çıkış portlarının etki/tepki analiz
işlemi için bağlanması için iç sinyallerin
tanımı
ADDER tasarımı testbençin yaygın yapısını takip eder.
İki ek paketin kullanıldığını unutmayın. Standart TEXTIO paketi temel fonksiyonaliteyi sağlar.
STD_LOGIC_TEXTIO Synopsys paketidir aşırı yüklenmiş altprogramların üstesinden gelmek için
STD_ULOGIC temelli veri tiplerini destekler.
Örnek(3/4)
STIMULI : process
variable L_IN : line;
variable CHAR : character;
variable DATA_1 : std_logic_vector(7
downto 0);
variable DATA_2 : std_logic_vector(7
downto 0);
file STIM_IN : text is in "stim_in.txt";
begin
W_VALUE_1 <= (others => '0');
W_VALUE_2 <= (others => '0');
wait for PERIOD;
while not endfile (STIM_IN) loop
readline (STIM_IN, L_IN);
hread (L_IN, DATA_1);
W_VALUE_1 <= DATA_1;
read (L_IN, CHAR);
hread (L_IN, DATA_2);
W_VALUE_2 <= DATA_2;
wait for PERIOD;
end loop;
wait;
end process STIMULI;
• Uyarı(STIMULI) işler
o Dosyaya erişim belirtilen zamanda sadece bir
satırla sınırlıdır
o Okuma fonksiyonlarının parametreleri için
sadece değişkenler kullanılabilir
o hread(...) fonksiyonu IEEE.std_logic_textio
paketinde tanımlıdır: 16 basamağındaki
hexadecimal(hex) sayıları okuyarak bit
vektöre çevirir
00 A1
FF 01
FF 00
11 55
0F 01
1F 05
AA F3
• Uyarı dosyası(Stimuli file) "stim_in.txt"
o Herbir satırda iki hex değeri vardır bunlar
ADDER modülü için giriş değerleridir
Her satır bir PERIOD da giriş vektörleri olarak kullanılır.
W_VALUE_1 ve W_VALUE_2 sinyalleri başlangıçta tüm değerleri sıfır olan vektörlerdir.Bir saat
çevriminden sonra uyarı dosyası STIM_IN ‘in veri içerip içermediği kontrol edilir. Eğer değer
içeriyorsa devam eder yoksa ' wait ' ifadesine atlar.
READLINE komutuyla STIM_IN ‘den okunan satır L_IN satır değişkenine atanır. READ prosedürü
ile veri tipindeki değiken ile seçilir.
Dosyadan alınan değerler değişkenlere kaydedildikten sonra DUT ‘ın giriş portuna bağlı olan
sinyallere atanmalılar. Bir satırı bitirdikten sonra, işlem bir periyot(PERIOD) kadar bekler;
uyarı(stimuli) dosyasının hala veri içerip içermediğini tekrar kontrol etmek için.
Örnek (4/4)
RESPONSE :
process(W_RESULT)
variable L_OUT : line;
variable CHAR_SPACE :
character := ' ';
file STIM_OUT : text is out
"stim_out.txt";
begin
write (L_OUT, now);
write (L_OUT,
CHAR_SPACE);
w r i t e (L_OUT,
W_ R E SU LT );
w r i t e (L_OUT,
CHAR_SPACE);
h w r i t e (L_OUT,
W_ R E SU LT );
w r i t e (L_OUT,
CHAR_SPACE);
write (L_OUT,
W _ O V E R F L O W ) ;
writeline (STIM_OUT,
L _ O U T ) ;
end process RESPONSE;
• Testbençin yanıt işlemi
o 'NOW' şuanki simülasyon zamanını veren bir
fonksiyondur
o Birçok yazma fonksiyonuyla bir satır oluşturulur
o Writeline oluşturulan bu satırı dosyaya kaydeder
o hwrite(...) fonksiyonu IEEE.std_logic_textio paketinde
tanımlıdır: bir vektörü 16 basamağındaki
hexadecimal(hex) sayılara çevirerek satıra kaydeder
0 NS UUUUUUUU 00 U
0 NS XXXXXXXX 00 X
0 NS 00000000 00 0
20 NS 10100001 A 1 0
40 NS 00000000 00 1
60 NS 11111111 F F 0
80 NS 01100110 66 0
100 NS 00010000 10 0
120 NS 00100100 24 0
140 NS 10011101 9D 1
• Tepki dosyası "stim_out.txt"
o 4 sütun vardır:
- Simülasyon zamanı
- 8 bit sonuç değeri (binary and hex)
- Taşma(Overflow) biti
İkinci satırdaki 'X' aşırı yüklenmiş operatör, tanımlanmayan bir değer eklendiğinde 'X'(bilinmeyen)
değerini döndürdüğü için vardır. 'X' ve 'U' aynı şekilde davranır, sonuçta 0 dır.
4. Sentez (Synthesis)
• Sentez nedir?
• RTL-stili
• Kombinasyonel Mantık (Combinational Logic)
• Sıralı Mantık (Sequential Logic)
• Sonlu Durum Makineleri ve VHDL (Finite State Machines and VHDL)
• İleri Seviyede Sentez (Advanced Synthesis)
4.1 • Sentez nedir?
• Bir soyut betimlemeyi daha detaylı
betimlemeye(description) dönüştürme
o "+" operatörü bir kapı netlistine
dönüştürülür
o "if (VEC_A = VEC_B) then"
bir çoklayıcıyı(multiplexer) kontrol
eden karşılaştırıcı ile gerçeklenir
• Dönüşüm birçok faktöre bağlıdır
Genel olarak, sentez terimi, RT seviyesi tanımlamayı otomatik olarak kapı seviyesi sunumuna
gönüştürülmesi olarak kullanılır. Bu dönüşüm esasen hedef teknolojideki kullanılabilir temel hücre
kümesini etkiler. Basit operasyonlar,karşılaştırma ve herikisi/veya kararları yapılırken kolayca bool
fonksiyonlarla gösterilebilmektedir, matematiksel işlemler gibi daha kompleks yapılar araç spesifik
makro hücre kütüphanesiyle gösterilmektedir. Bunun anlamı bir dizi toplayıcı,çarpıcı,vb. mimariler
sentez araçları tarafından biliniyordur ve bu tasarımlar kullanıcı tarafından tasarlanmışsa işleme maruz
kalır.
4.1.1 Sentezlenebilirlik(Synthesizability)
• Sadece VHDL bir altkümesi sentezlenebilir
• Farklı araçlar farklı altkümeleri destekler
o Kayıtlar(records)?
o Tamsayı dizileri(arrays of integers)?
o Saat kenarı bulunması(clock edge detection)?
o Hassasiyet listesi(sensitivity list)?
o ...
Makro hücre kütüphanesi (macro cell library) sadece sentez yazılımının özelliğini ayırt eder. VHDL
kendisi tamamen sentezlenebilir değildir ve kullanılabilir araçlar desteklenen dil altkümesine göre
farklılık gösterir. Kayıtlar ve çok boyutlu diziler gibi karmaşık-kompleks kullanıcı tanımlı veri
yapıları daha problemli durumlar ortaya çıkarmaktadır.
4.1.2 Sentez İçin Farklı Dil Destekleri
Zamanlı bir işlem örneği için sonuç donanımında farklı dil desteklerinin önemi gösterilmiştir. Sentez
aracı hassasiyet listesini destekliyorsa sonuç flip flop dur çünkü işlem herbir CLK’daki olayda
tetiklenmektedir. Bu nedenle, yükselen kenar tetiklemeli flip flop davranışı modellenmiştir burada.
Eğer sentez araçları hassasiyet listesini desteklemiyorsa , genellikle yazmaçların davranışlarını
tanımlayan şablonlar ararlar. Genellikle CLK olayının kontrolü if koşulunun bir parçası olarak yapılır.
Eğer hassasiyet listesi yoksa ve kod yazmaç şablonuyla uyuşmuyorsa, bir seviye tetiklemeli tutucu
üretilir.
4.1.3 Nasıl Yapılır ?
• Kısıtlar
o Hız(speed)
o Alan(area)
o Güç(power)
• Makrohücreler(Macrocells)
o Toplayıcı(adder)
o Karşılaştırıcı(comparator)
o İletim yolu arayüzü
(businterface)
• Optimizasyon(Optimizations)
o Bool(boolean): matematik
o Kapı(gate): teknolojik
Sabit sentez kısıtları hedef teknoloji ve araç yetenekleriyle, ‘soft’ yazılım kısıtlarıyla belirlenir.
Maksimum işlem hızı ve gerekli donanım kaynakları genellikle netlist optimizasyonu için ana hedeftir.
Bu sadece soyut matematiksel model veya kullanılabilir teknoloji hücreleri üzerinde farklı boole
fonksiyonları eşleştirerek mümkündür. Optimizasyon fazının, yazılım son sonuçlarını vermeden önce
birçok yenileme gerektirmesinden dolayı karmaşıktır.
4.1.4 Sentez İçin Gerekli Bilgiler
• Yükleme değerleri(Load values)
• Yol gecikmesi(Path delays)
• Sürücü gücü(Driver strengths)
• Zamanlama(Timing)
• İşletim koşulları(Operating conditions)
4.1.5 Pratikte Sentez Süreci
• Birçok durumda sentezi optimal
bir sentez sonucuna ulaşmak için
birçok kez gerçekleştirmek gerekir
Optimizasyon sentez araçalarıyla yapılsa bile, sonuç sistem ihtiyaçlarıyla örtüşmemektedir. Bu
durumda yazılım için giriş değiştirilmelidir. Birçok parametre tasarımcı tarafından değiştirilebilir:
Blok işleme koşulu çevresel koşulları, işletim sıcaklığı gibi, içermektedir. Bunların kullanılan tel
gecikmesine doğrudan etkisi vardır.
Hiyerarşi değişimi, daha büyük blok seçerek ve VHDL kaynak kodundan gelen hiyerarşi
tanımlamalarını bozacak araçlara izin verirse, gerçekleştirilebilir. Eğer tekrarlayan değişim hala
beklenen sonucu vermiyorsa, orijinal VHDL koddaki değişim son çıkış yolu olur.
4.1.6 Sentez Araçlarıyla İlgili Problemler
• Zamanlama sorunları
o Yerleşim bilgisi sentez işlemi sırasında kaybolabilir
o Saat ağacı sonradan üretilmelidir
• Kompleks saat şeması
(ters çevrilmiş saat(inverted clocks), çoklu saatler(multiple clocks), kapı saati(gated
clocks)
• Bellek(Memory)
o Sentez araçları yazmaç dizilerini bellek makro hücreleriyle
yerdeğiştirememektedirler
• Makro hücreler(Macro cells)
o Varolan makro hücreleri örneklemek için standartlaşmış bir yol yoktur
• IO(giriş-çıkış) yolları
o A S I C -kütüphanesi birçok farklı IO-yoluna sahiptir
o Elle seçim ,sentez araçlarıyla veya en üst seviye varlıkla
Algoritmalar oldukça gelişmiş olmalarına rağmen kullanıcılar için sentez araçlarının hala bir dizi
problem ve gizli tehlikeleri vardır. Birçok sorun netlistin bölünmesinden ve kritik netlerin elle
değiştirilmek zorunda olmasından kaynaklanmaktadır. Saat ağacının,örneğin, çip üzerindeki saat
sinyallerini dağıtmak için kapsamlı şekilde önbelleğe alınması gerekmektedir ve elle üretilmek
zorundadır.
Senkron tasarımın sentezi tek bir saat kaynağıyla oldukça kolaydır, pratikte sistemler, kesinlikle ek
saat sinyallerine ihtiyaç duyarlar. Bu bize asenkron davranışa ihtiyaç olduğunu gösterir bu da çok
karmaşıktır ve gerçek gecikme süreleri bilinmemektedir. Makro hücreleri, hedef teknolojide
kullanılabilir ancak kullanımı zordur. Bu özellikle bellek hücreleri için geçerlidir ki bunlar sentez
araçlarıyla otomatik olarak kullanılamamaktadır. Aynı şey ASIC kütüphanesinin I/O hücreleri içinde
geçerlidir ki bunlar elle seçilmek zorundadır.
4.1.7 Sentez Stratejisi
• Farklı kodlama stillerinin etkisini donanım yapısı üzerinde gösterdiğini göz önünde
bulundurun
• Uygun tasarım bölme
o Kritik yolların birçok sentez bloğuna dağıtılmaması önerilir
o Otomatik sentez en iyi performansı modül büyüklüğü 1000 kapıysa
gerçekleştirir
o Farklı optimizasyon kısıtları blokları bölmek için kullanılabilir
4.2 RTL-stili
• Tam hassasiyet listesi
• Tam IF-ifadeleri veya varsayılan-atamalar
• if-elsif-elsif-end if yapısı
• ilk I F ‘de reset vardır
• son elsif de CLK kontrolü
• else dallanması yoktur
Yazmaç transfer seviyesi(RTL - register transfer level). Davranış seviyesindeki modelleme
çeşitleriyle, VHDL diğer programlama dilleri gibi kullanılabilir, RT seviyesi donanıma bir seviye daha
yakındır. Bununla algoritma sadece kombinasyonel gruplara ve kaydetme yeteneğine sahip saatli
gruplara,flip floplara bölünür. saf konbinasyonel grupta hiç bellek elemanı içermeyebilir. Diğer
taraftan, IF atamaları tamamen yazılmış olmalı, bunun anlamı ELSE dallanması unutulmamalıdır,
çünkü diğer türlü sentez araçları tarafından istenmeyen tutucular üretilebilir. Diğer bir olasılık, IF
koşulundan önce varsayılan değerler atanmasıdır, gerekiyorsa IF dallanmasında değiştirilebilir.
Asenkron reset ‘li bir saat işlemi aşağıdaki gibidir:
process(clock, reset)
begin
if reset = '1' then ...(Reset-assignmnet)
elsif clock'event and clock = '1' then ...(assignment to FFs) ;
end if ;
end process;
4.2.1 Objelerin Kombinasyonları
(Combinatorics)
Library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity IF_EXAMPLE is
port (A, B, C, X : in std_ulogic_vector(3 downto 0);
Z : out std_ulogic_vector(3 downto 0));
end IF_EXAMPLE;
architecture A of IF_EXAMPLE is
begin
process (A, B, C, X)
begin
if ( X = "1110" ) then
Z <= A;
elsif (X = "0101") then
Z <= B;
else
Z <= C;
end if;
end process;
end A;
Sentez sırasında, bir IF ataması herzaman bir veya birden çok çoklayıcı(multiplexer) ile
gerçekleştirilir.
Tek dallanmaların önceliğine dikkat edin lütfen. IF atamasının simülasyonunda, bir koşul girildiğinde,
diğerlerinin işlemez duruma düşmemesine dikkat edin.
Bu dallanma sırası sentez sırasında da korunmalıdır. Henğz, bu sadece bir dizi birbirine bağlı
çoklayıcı ile mümkün olmaktadır, ilk koşul son çoklayıcının seçim girişine eklenir.
4.2.2 Tam hassasiyet listesi
o Eğer SEL hassasiyet listesinde
olmasaydı , davranış nasıl olurdu?
• Okunan tüm sinyaller daha önce
hassasiyet listesine girilmiş
olmalı
• Tam if-ifadesi kombinasyonel
mantığın sentezi içindir
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
Simülasyonda bir işin aktifleştirilmesi için, hassasiyet listesindeki sinyallerden birinin gerçekleşmesi
gerekmektedir.
Soruda olduğu gibi eğer SEL hassasiyet listesinde olmasaydı, işlem A veya B olaylarından
birinde aktifleştirilecekti sadece. Bu bir tarafta tanımlanmış olan çoklayıcının davranışına
uymamaktadır.
Diğer taraftan, birçok sentez araçları hassasiyet listesini önemsememektedir, ancak işlemi
içeren VHDL kodunun üstesinden gelmektedir.Bizim durumumuzda bu bir IF atamasıdır.
IF ataması herzaman çoklayıcı olarak ortaya çıkar.
Sonuç: Eğer SEL hassasiyet listesinde olmasaydı, bileşen bölümü simüle edilmeyecekti, genellikle
sentezlenebilir.
Netice: okunan tüm giriş sinyalleri, tam kombinasyon tanımlaması için hassasiyet listesinde olmalıdır.
4.2.3 WAIT ifadesi < - > Hassasiyet Listesi
process
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
WAIT ON A,B,SEL;
end process;
• Eş işlemlerdir
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
else
Z <= B;
end if;
end process;
İşlemin sonunda hassasiyet listesi bir WAIT ON ifadesiyle yerdeğiştirilebilir. İşlemin davranışı
yerdeğiştirmeyele değişmeyecektir.
4.2.4 Eksik atamalar
• Eğer SEL = `0` ise Z
nin değeri nedir ?
• Hangi donanım sentez
sırasında üretilir ?
Library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity INCOMP_IF is
port (A, B, SEL :in std_ulogic;
Z : out std_ulogic);
end INCOMP_IF;
architecture RTL of INCOMP_ IF is
begin
process (A, B, SEL)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A;
end if;
end process;
end R T L ;
Bu örnekte 'else' dallanması çıkarılmıştır.
Eğer SEL='0' ise , simülasyonda Z eski değerini korur, bunun anlamı Z üzerinde herhangi bir
değişiklik olmamıştır.
Bu nedenle, uygun donanımda bir bellek elemanı ile gerçekleştirilmelidir. Sentez aracı bir tutucu
oluşturur, SEL sinyali de bu tutucunun saat girişine bağlanır. Senkron tasarımda çok zor test edilen bir
elemandır, ve bu nedenle kullanılmamıştır. Normalde sadece kenar tetiklemeli FF kullanılır, tümü tek
bir ve aynı saat sinyaline bağlanmıştır. Artık, bir tarama yolu için FF tarama ile tüm FF leri bir arada
tutma olasılığı vardır; ek bir giriş pini ile, çip tarama test modülüne koyulabilir ve iç değerler
okunabilir.
4.2.5Kombinasyonel Lojiği Sentezlemek
İçin Kurallar
• Tam hassasiyet listesi
o R T L davranışı IC ile özdeş olmalıdır
o Eksik hassasiyet listesi hatalara veya uyarılara neden olabilir
• Eksi if-ifadelerine izin verilmez
o transparan tutucular
4.2.6 Flip Flopların Modellenmesi
Library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity FLOP is
port (D, CLK : in std_ulogic;
Q : out std_ulogic);
end FLOP;
architecture A of FLOP is
begin
process
begin
wait until CLK`event and CLK=`1`;
Q <= D;
end process;
end A;
Burada bir D-FF’unun bir saat darbesi kenarı ile kontrol edilmesi tanımlanmıştır. Eğer saat sinyalinde
bir olay gerçekleşirse be bu olay bir(ONE) değerine sahipse, D pin’inin değeri Q pin’ine transfer
edilir.
(Siz ayrıca negatif saat darbe kenarını da bekleyebilirsiniz, bu durumda CLK='0' olmalı)
4.2.7 Sentez İçin Artan Saat Kenarının
Tanımı
• Sentez için yeni standart: IEEE 1076.6
... if koşulu
RISING_EDGE ( clock_signal_ name)
clock_signal_ name'EVENT and clock_signal
_name='1'
clock_signal _name='1' and clock_signal_
name'EVENT
not clock_signal_ name'STABLE and
clock_signal_ name='1'
clock_signal _name='1' and not clock_signal_
name'STABLE
... wait until koşulu
RISING_EDGE ( clock_signal_ name)
clock_signal_ name'EVENT and clock_signal
_name='1'
clock_signal _name='1' and clock_signal_
name'EVENT
not clock_signal_ name'STABLE and
clock_signal_ name='1'
clock_signal _name='1' and not clock_signal_
name'STABLE
clock_signal _name='1'
Genelde hassasiyet listesi sentez araçları tarafından reddedilir ve bekleme ifadeleri
sentezlenemezdiğinden, bellek elemanlarının modelleme sorunu için bir çözüm bulunmalıydı. Sentez
araçları bu sorunu VHDL kodunda kesin şablonlar bularak çözmüştür, yani iki işlem stilinin ilk
seçeneğidir ('if/wait until X'event and X='1' then') . Fakat, tüm alternatifler simülasyonda aynı
davranışı göstermektedir. Lütfen şunu unutmayın ki 'wait until' ifadesindeki olay tesbiti, eğer olay
'wait until' yapısı tarafından tamamiyle gerekliyse, gereksizdir.
Bu arada, IEEE 1076.6 standardı, yazmaç üretiminin geçerli olduğu çıkarımları yapacak VHDL
yapılarını listeler. Bu standart sentez araçları tarafından henüz tamamen desteklenmediğinden, ilk
seçenek hala en sık kullanılan yoldur sentez için artan/azalan saat kenarının tanımlanmasında.
Asenkron kurma(set) ya da yeniden başlatma(reset) sinyalleri hazır olduğunda sadece IF ve
varyasyonları uygulanabilir.
4.2.8 Artan Saat Kenarının Fonksiyon
Çağrımı ile Tanımlanması
• Std_Logic_1164 paketindeki
process
begin
wait until RISING_EDGE(CLK);
Q <= D;
end process;
function RISING_EDGE (signal CLK : std_ulogic)
return boolean is
begin
if ( CLK`event and CLK =`1`
and CLK`last_value=`0`) then
return true;
else
return false;
end if;
end RISING_EDGE;
Birçok sentez aracı tarafından kabul edilmemektedir('last_value son değer nedeniyle), fakat
simülasyonda kullanılabilmektedir.
4.2.9 Sayıcı Sentezi
Library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity COUNTER is
port ( C L K : in std_ulogic;
Q : out integer range 0 to 15 );
end COUNTER;
architecture A of COUNTER is
signal COUNT : integer range 0 to 15
;
begin
process (CLK)
begin
if CLK`event and CLK = `1` then
if (COUNT >= 9) then
COUNT <= 0;
else
COUNT <= COUNT +1;
end if;
end if;
end process;
Q <= COUNT;
end A;
• Saat işlemindedeki bellekte bir atama
yapılan tüm sinyaller sentezlenebilir
Bu yeniden başlatma (resetting) hattı olmayan bir sayıcının tanımıdır.Bazı hususları özellikle
belirtmeliyiz:İlk önce çıkışın port bildiriminde değer kümesi ataması yapılmalı. Burada, sadece 0 dan
15 e kadar olan rakamlara izin verilmektedir bunun anlamı ikili gösterim için 4 bit yeterlidir. Q port
sinyali 4 bitlik sinyalin sentez aracı vasıtasıyla yerdeğiştirmesi yapılmıştır. Sonuçta 4 bitlik bir sayıcı
oluşmuştur.
Diğer husu ise, ‘out’(çıkış) port modüllerinin Q sinyali sadece yazılabilir, okunamaz. Bu nedenle,
COUNT >= 9 sorgusunu yağpabilmek için,mimari içerisinde (geçici) bir sinyal COUNT bildirilmek
zorundadır.
Ek bir işlem olarak saymanın sonucu Q ya koşutzamanlı (Q <= COUNT) sinyal ataması ile transfer
edilmektedir. Bunun anlamı COUNT daki herbir sonuç Q <= COUNT atamasını tetiklemektedir. İç
IF ataması, FF den önce kombinasyonları tanımlamaktadır. FF in sayısı sinyalin genişliğine göre
belirlenir, dışdaki IF atamasının içinden bir atama alarak. Bizim durumumuzda COUNT sinyali 4
bitle gösterilmektedir(çünkü değer kümesi 0 dan 15 e kadardır).
Önemli:Hassassiyet listesinde sadece CLK sinyali olmalıdır!!!
4.2.10 FF İle Asenkron Reset(Yeniden
Başlatma)
Library IEEE;
use IEEE.Std_Logic_1164.all;
entity ASYNC_FF is
port ( D, CLK, SET, RST : in std_ulogic;
Q : out std_ulogic);
end ASYNC_FF;
architecture A of ASYNC_FF is
begin
process (CLK, RST, SET)
begin
if (RST = `1`) then
Q <= `0`;
elsif SET ='1' then
Q <= '1';
elsif (CLK`event and C L K = `1 `) then
Q <= D;
end if;
end process;
end A;
• if/elsif - yapısı
o son elsif ‘in bir kenarı vardır
o else yoktur
• Hassasiyet listesine sahiptir!!
RESET(yeniden başlatma) yı tanımlamak için aşağıdaki şekilde ilerlemelisiniz:
RESET sinyalide hassasiyet listesinde olmalı. RESET sorgusu ilk önce gelmeli(asenkron RESET).
CLK sorgusu bunu takip eden 'elsif' atamasında bulunmaktadır. 'else' dallanması yoktur. Bu sentezde
hata mesajına neden olabilir.
Bir sonraki koşul hesaplaması için CLK dallanmasından önce bulunmaktadır.
Genel olarak bu uygulanabilir: son elsif koşulu CLK sorgusunu içerir (aslında NAME'event ve
NAME='value', 'value' değer 0 yada 1 olacak şekilde eklenmiş olmalı). Daha önceki tüm 'if' ve 'elsif'
koşul sinyalleri hassasiyet listesinde olmak zorundadır, çünkü sorgular çevrimde asenkron olarak
gerçekleşmektedir.
Önemli: Eğer bu sinyaller hassasiyet listesinde bulunmuyorsa, sentezlenmiş bazı şeyler simüle
edilebilir, çünkü hassasiyet listesi prensipte sentez araçlarıyla birebir aynı olmalıdır. Onlar sadece
işlem içerisindeki VHDL kodun yapısına uymak zorundadır.
4.2.11 Zamanlı İşlemler İçin Kurallar
process
begin
w a i t until CLK'event and CLK='1';
if RESET = '1' then --
synchron RESET
-- Register reset
else
-- combinatorics
end if;
end process;
Wait-şekli:
• Hassasiyet listesi
yoktur
Wait ve If-şekli:
• Yazmaç ataması alan tüm
sinyaller
-> Register
process(CLK, RST)
begin
if (RST = `1`) then --
asynchron RESET
-- Register reset
elsif (CLK`event and CLK=`1`) then
-- combinatorics
end if;
end process;
If-şekli:
• Sadece saat ve
yeniden
başlatma(reset)sadec
e hassasiyet
listesinde olmalı( ve
tüm diğer asenkron
sinyaller)
process(CLK) -- no RESET
begin
if (CLK`e vent and CLK=`1`) then
-- combinatorics
end if;
end process;
4.2.12 Sorular
20. Hangi sinyaller saat işleminde yazmaçları çıkarmak için kullanılır
20.1. Geçici sinyaller. (EVET/HAYIR)
20.2. Atama içeren sinyaller. (EVET/HAYIR)
20.3. Daha önce okunmuş sinyaller. (EVET/HAYIR)
21. Hangi iki işlem tipi RTL-stilinde izin verilmektedir
21.1. Karışık ve analog işlemler. (EVET/HAYIR)
21.2. Kombinasyonel ve sıralı işlemler. (EVET/HAYIR)
22. Tutucuların sentezlenmiş tasarımda oluşmasına neler neden olmaktadır ?
22.1. Koşutzamanlı IF-ifadesi. (EVET/HAYIR)
22.2. Unutulmuş else-yolları. (EVET/HAYIR)
22.3. IF- veya CASE- ifadelerin tüm yollarında gerçekleştirilmemiş sinyal
atamalarında . (EVET/HAYIR)
22.4. Eksik hassasiyet listesi. (EVET/HAYIR)
23. İstenmeyen tutucular nasıl en etkili şekilde önlenir?
23.1. IF-ifadesi ile CASE-ifadesini yer değiştirerek. (EVET/HAYIR)
23.2. IF veya CASE ifadesinden önce, bir yol üzerinde atama içeren sinyallere
varsayılan atamalar vererek. (EVET/HAYIR)
CEVAPLAR:
20.1:HAYIR 20.2:EVET 20.3:HAYIR
21.1:HAYIR 21.2:EVET
22.1: HAYIR 22.2: EVET 22.3: EVET 22.4: HAYIR
23.1: HAYIR 23.2: EVET
4.3 Kombinasyonel Lojik(Combinational
Logic)
architecture EXAMPLE of FEEDBACK is
signal B,X : integer range 0 to 99;
begin
process (X, B)
begin
X <= X + B;
end process;
. . .
end EXAMPLE;
Kombinasyonel geribildirim döngüleri oluşturmayın
Tam bir kombinasyonel mantık modellenirken, kombinasyonel geribildirim döngülerini önlemek
gerekir. Bir geribildirim döngüsü herzaman kendi kendini tetikler, uygun işlem herzaman aktiftir.
Örnekte,bu aralıksız toplama ile sonuçlanmaktadır, X maksimum değerine ulaşana kadar artmıştır. Bu
nedenle simülasyon 0ns de bir hata mesajıyla sonlanır çünkü X değer aralığını aşmaktadır. Genel
olarak, sentez mümkündür ancak donanım henüz kullanılabilir değildir.
4.3.1 Akıcı Kodlama Stili
Doğrudan Gerçekleştirim(Direct
implementation)
EXAMPLE1:
process (SEL,A,B)
begin
if SEL = `1` then
Z <= A + B;
else
Z <= A + C;
end if;
end process
EXAMPLE1;
Elle kaynak paylaştırma(Manual
resource sharing)
EXAMPLE2:
process (SEL,A,B)
variable TMP : bit;
begin
if SEL = `1` then
TMP := B;
else
TMP := C;
end if;
Z <= A + TMP;
end process
EXAMPLE2;
Bir IF-ifadesi en sonunda toplama mantığı olan bir çoklayıcı(multiplexer)ile sentezlenebilir. Bu örnek
1 deki doğrudan gerçekleştiriminin iki toplayıcıyla sonuçlanmasının nedenidir ki VHDL kodunda
tanımladığı da budur. Fakat, görüşmüştür ki aynı fonksiyonaliteyi sağlayacak bir toplayıcının yeterli
olduğu bir gerçekleştirim yapılabilmektedir ve iyi sentez araçları bunu optimizasyon çevriminde tesbit
etmektedirler . Örnek 2 de, denk fonksiyonaliteye sahip bir geçici değişken kullanılarak, sadece bir
toplayıcıya ihtiyaç duyan tanımlama yapılmıştır. Elle kaynak paylaştırma gereklidir çünkü sentez
işlemi için daha iyi bir başlangıç noktası sağlamaktadır.
4.3.2 Kaynak Kod Optimizasyonu
• Bir işlem sentez için çok verimli şekilde tanımlanabilir, ör.:
• Tanımlamanın birinde en uzun yol beş ikden diğer tanımlama da sonuca giden en uzun
yol üç toplama elemanı ile sağlanmaktadır.Bazı optimizasyon araçları tanımlamayı
istenilen kısıtlara göre otomatik olarak değiştirmektedir.
Üretilen donanımın yapısı, en az ilk sentez yinelemesindeki gibi olmalı, bu VHDL kodunun kendisi
tarafından karar verilir. Sonuç olarak, kodlama şeklinin optimizasyon algoritmaları üzerinde büyük
etkisi vardır. Tüm sentez araçları tasarım yapısının kendisini optimize edemedikleri için, onların
işlerini kolaylaştırmak gerekmektedir, örnekteki gibi kodun yapısını minimum kritik yol için
değiştirerek.
4.3.3 IF yapısı < - > CASE yapısı
• Farklı betimlemeler farklı şekillerde sentezlenmektedir
· · ·
if (IN > 17) then
OUT <= A ;
elsif (IN < 17) then
OUT <= B ;
else
OUT <= C ;
end if ;
· · ·
· · ·
case IN is
when 0 to 16 =>
OUT <= B ;
when 17 =>
OUT <= C ;
when others =>
OUT <= A ;
end case ;
· · ·
Algoritme VHDL yapısındaki bazı hantal yapılarla ilgilenriken, diğer modellerin durumlarını
değiştirmemeli sentez sırasında. Örneğin, IF yapısının kullanımı farklı öncelik seviyelerinden
görülmektedir, hiyerarşik çoklayıcı yapısını tercih etmiş olabilir. Ancak CASE ifadesinde,farklı
seçenekler üstüste gelmediği için ve bir anahtarlama bölümü ile paralel bir yapı oluşturulabilir
sonuçta.
4.3.4 Veri Yolunun Gerçekleştirilmesi
entity TRISTATE is
port(DAT A1, DATA2 : in std_ulogic;
EN1, EN2 : in std_ulogic;
DATA_BUS : out std_logic );
end TRISTATE;
architecture RTL1 of TRISTATE is
begin
process (DATA1, EN1)
begin
if EN1 = '1' then
DATA_BUS <= DATA1;
else
DATA_BUS <= 'Z';
end if;
end process;
process (DATA2, EN2)
begin
if EN2 = '1' then
DATA_BUS <= DATA2;
else
DATA_BUS <= 'Z';
end if;
end process;
end RTL1;
architecture RTL2 of TRISTATE is
begin
DATA_BUS <= DATA1 when EN1 = '1' else 'Z';
DATA_BUS <= DATA2 when EN2 = '1' else 'Z';
end RTL2;
Uygun iç veriyolu sisteminin gerçekleştirilmesi için,diğerleri yüksek empedansda iken sadece bir
sürücünün aktif olduğunun garanti edilmesi gerekir, ‘Z’ nin sürülmesi. Yoksa, eğer bir veriyolu
elemanının biri ‘1’ diğeri ‘0’ sürüyorsa, kullanılan teknolojiye göre,kabul edebileceği seviyenin üstüne
çıkar ve belkide aygıtın tamamen zarar görmesine neden olur. Aktifsürücülerin bu üstüste binmesi
farklı gecikme sürelerine(propogation delay) neden olabilir, bir sürücünün etkisiz hale getirme süresi
diğerinin etkinleştirme süresinden daha uzun sürebilir. Eğer gecikmeler dengedeyse herşey düzgün
çalışıyor demektir, başka bir teknolojiyle değişim olası gecikme süresi problemlerine neden olabilir.
İç Veri Yolu Yapısı Sorunları
Üçdurum sürücü ile veriyolu
Waveform
• Farklı gecikme süreleri
(propagation delays)
• Bir veri yolu üzerinde en fazla bir
sürücünün aktif olduğunu garanti
etmek zorundadır
• Teknoloji bağımlılığı
Bu problemi önlemek için çoklayıcılar(multiplexer) kullanabilirsiniz.
Taşınabilir ve Güvenli Yol Yapısı
• Uç durum yerine çoklayıcı
kullanılması iç yolu ortadan kaldırı
• Üç iç sinyal
(DIN, DOUT, DOUT_EN)
• Herikiyönlü I / O pad’i
• Uygundur
o Güvneli devreler
o Taşınabilir ve testedilebilir
Diğer bir alternatif tasarım yapısı üçdurumlu sinyalden kaynaklanan sorunları önlemektedir:
Çoklayıcılar, etkin(enable) sinyalleriyle sürülürler, sinyal başına sadece bir sürücünün olacağını
garanti ederler. İkiyönlü sinyaller içerden orijinal yolun iki parçaya ayrılmasını önlemektedir. Dış
dünyayla iki yönlü haberleşme özel I/O padleri ile yapılmaktadır, örneğin çekirdek yapısı güvenli bir
devreyi gösterir, bu tamamen test edilebilir ve kolayca diğer teknolojilere taşınabilir.
4.3.5 Bir Çarpan(Multiplier) Örneği
• 2 x 2 bit çarpan(multiplier)
o Girişler(inputs):
A1, A0, B1, B0 : 2 bit
o Çıkışlar(outputs):
C3, C2, C1, C0 : 4 bit
• 3 farklı VHDL gerçeklemesi
o Fonksiyon tablosu
o Elle sentezleme
(çıkışlar için bool
fonksiyonlar)
o VHDL tamsayı tiplerinin ve
operatörlerinin kullanımı
entity MULTIP LIER is
port (
A0 : in bit;
A1 : in bit;
B0 : in bit;
B1 : in bit;
C0 : out bit;
C1 : out bit;
C2 : out bit;
C3 : out bit);
end MULTIPLIER;
Herbir giriş için maksimum değer 3 ‘tür, sonuç olarak çıkış değeri en fazla 9 olabilir ve bunun da 4
bite ihtiyacı vardır. Bunedenle 4 giriş portu ve 4 çıkış portuna ve veritipi olarak ‘bit’ gereklidir.
Çarpan(Multiplier) Fonksiyon Tablosu
a1
a0
b1
b0
c3
c2
c1
c0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
0
0
0
0
0
0
1
0
0
0
0
0
0
0
1
1
0
0
0
0
0
1
0
0
0
0
0
0
0
1
0
1
0
0
0
1
0
1
1
0
0
0
1
0
0
1
1
1
0
0
1
1
1
0
0
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
0
1
0
1
0
1
0
0
1
0
0
1
0
1
1
0
1
1
0
1
1
0
0
0
0
0
0
1
1
0
1
0
0
1
1
1
1
1
0
0
1
1
0
1
1
1
1
1
0
0
1
En doğrudan uygulamadır çarpım fonksiyon tablosu . Kombinasyonel mantık bloğunun davranışını
olası tüm girişlere göre listelenmiş sonuçlarla tanımlanır. Elbette fonksiyon tablosu genellikle en
sıkışık gösterim değildir.
Çarpanların Minterm’leri -- Karnaugh
Diyagramı
2x2 bitlik çarpan fonksiyon tablosunu doğrudan çıkış sinyallerini dört Karnaugh diyagramına
çevirmek mümkündür. Karnaugh diyagramıyla çıkışlar sadeleştirilerek minimal çıkış fonksiyonu
türetilecektir.
Çarpan(Multiplier): Fonksiyon Tablosuyla
Oluşturulmuş VHDL Kodu
architecture RTL_TABLE of MULTIPLIER is
signal A_B : bit_vector (3 downto 0);
begin
A_B <= A1 & A0 & B1 & B0;
MULTIPLY : process (A_B)
begin
case A_B is
when "0000" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "0001" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "0010" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "0011" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "0100" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "0101" => (C3,C2,C1,C0) <= "0001";
when "0110" => (C3,C2,C1,C0) <= "0010";
when "0111" => (C3,C2,C1,C0) <= "0011";
. . .
when "1100" => (C3,C2,C1,C0) <= "0000";
when "1101" => (C3,C2,C1,C0) <= "0011";
when "1110" => (C3,C2,C1,C0) <= "0110";
when "1111" => (C3,C2,C1,C0) <= "1001";
end case;
end process MULTIPLY;
end RTL_TABLE;
o Tüm giriş sinyallerini birarada
toplamak için bir içsinyal
kullanılmıştır
o İç sinyal aynı zamanda
üretilmektedir, giriş değiştiği
anda güncellenmektedir
o Fonksiyon tablosu case ifadesi
olarak ortaya çıkmıştır ve bir
işlemin içerisine yerleştirilmek
zorundadır. İç sinyal davranışı
kontrol eden tek sinyaldir.(
A_B sinyali)
Çarpan(Multiplier): Minterm Dönüşümü
architecture RTL_MINTERM
of MULTIPLIER is
begin
C0 <= A0 and B0;
C1 <= (A0 and not A1 and B1) or
(A0 and not B0 and B1) or
(not A0 and A1 and B0) or
(A1 and B0 and not B1);
C2 <= (A1 and B1 and not B0) or
(A1 and not A0 and B1);
C3 <= A1 and A0 and B1 and B0;
end RTL_MINTERM;
o Minterm fonksiyonları doğrudan koşutzamanlı
ifadeler olarak ortaya çıkmaktadır
Çarpan : Tamsayı(Integer) Gerçekleştirme
library IEEE;
use IEEE.NUMERIC_BIT.all;
architecture RTL_INTEGER of MULTIPLIER is
signal A_VEC, B_VEC: unsigned(1 downto 0);
signal A_INT, B_INT: integer range 0 to 3;
signal C_VEC: unsigned (3 downto 0);
signal C_INT: integer range 0 to 9;
begin
A_VEC <= A1 & A0;
A_INT <= TO_INTEGER(A_VEC);
B_VEC <= B1 & B0;
B_INT <= TO_INTEGER(B_VEC);
C_INT <= A_INT * B_INT;
C_VEC <= TO_UNSIGNED(C_INT, 4);
(C3, C2, C1, C0) <= C_VEC;
end RTL_INTEGER;
• NUMERIC_BIT paketi tüm gerekli
fonksiyonları,
bit vektörleri<-> tamsayıya(integer)
çeviren fonksiyonları içermektedir
• İç sinyaller bit vektörler üretmek ve
port sinyallerinin tamsayı gösterimi
için kullanılmaktadır.Bit vektörlere
işaretsiz ikili değerler olarak işlem
görmektedir.
• Giriş sinyallerindeki tek bit vektörleri
ve dönüştürülmüş tamsayı veri
tiplerini birbirine bağlamak için
kullanılır
• Çarpma standart VHDL operatörü ile
gerçekleştirilir
• Tamsayıdan bit vektörlere
dönüştürülürken hedef vektörün
büyüklüğü muhakkak belirtilmelidir
• Son olarak bit vektör elemanları çıkış
portlarına atanmalıdır
4.3.6 Operatörlerin Sentezi
• Operatör yapısı
o Ayrık kapılar
o Kütüpanedeki Makro hücre
• Operatör mimarisi(ör. ripple-carry, carry-look-ahead vb.)
o VHDL kodunu içeren sentez araçları için özel açıklamalar
o Zaman- / alan- varsayılanları temelli optimizasyon (time- / surface-defaults)
Operatör sembollerine dayanarak, sentez gerekli fonksiyonaliteyi bilmektedir. Hedef teknolojiye ve
kullanılan kütüphane elemanlarına göre bir dizi altmodül standart hücrelerde veya makro hücrelerde
yaratılmaktadır. Eğer alternatif gerçeklemeler varsa örneğin ripple-carry or carry-look-ahead, karar
verilen hız ve alan kısıtlarına göre yapılmalıdır. Bazen kullanıcı sentez işlemini araç seçenekleri veya
özel VHDL açıklamalarıyla etkiler bu da yazılım tarafından değerlendirilir.
Sentez Sonuçları
• Adım 1: Soysal bir netliste dönüştürme
o VHDL -> bool eşitlikler veya aracın karmaşık fonksiyonları teşhisi ile
• Adım 2: Optimizasyon
• Araca(tool) göre değişir: Tüm üç önek de aynı sonucu vermektedir
4.3.7 Toplama Örneği
entity ADD is
port (A, B : in integer range 0 to 7;
Z : out integer range 0 to 15);
end ADD;
architecture ARITHMETIC of ADD is
begin
Z <= A + B;
end ARITHMETIC;
library VENDOR_XY;
use VENDOR_XY.p_arithmetic.all;
entity MVL_ADD is
port (A, B : in mvl_vector (3 downto 0);
Z : out mvl_vector (4 downto 0) );
end MVL_ADD;
architecture ARITHMETIC of MVL_ADD is
begin
Z <= A + B;
end ARITHMETIC;
Notice:
Tamsayı için değer kümesi bildirimi avantaj sağlar:
a) Simülasyon esnasında: değer aralığı dışında
olup olamdığının kontorlünde
b) Sentez esnasında: sadece 4 bit yol genişliği
Bu örnektede çarpan da uygulanan adımlar uygulanabilir. O örnekten bildiğimiz üzere en iyi yöntem
tamsayı tiplerini ve ‘+’ operatörünü kullanmaktır.
VHDL standart olarak ‘+’ operatörü için REAL ve INTEGER veri tipleri öntanımlı bulunmaktadır.
Kendi tanımladığımız veri tipleri kullanmak daha karmaşıktır. Bu nedenle yeni bir “+” operatörü
tanımlanmalıdır VHDL de. Bu yeni fonksiyon (“+” ile aynı isimde,fakat farklı parametrelerle )
tanımlanmalıdır:
function "+"(L: mvl_vector; R: mvl_vector) return mvl_vector is
constant length: INTEGER := R'length + 1;
begin
-- calculate result = L + R
return result;
end;.
4.4 Sıralı Mantık(Sequential Logic)
• Tüm yazmaçlara başlangıç değeri atamak için bir yeniden başlatma(reset)
mekanizmasına ihtiyaç vardır
• Asenkron reset davranışı sadece hassasiyet listesi ile işlemlerle modellenmektedir.
process
begin
w a i t until CLK`event and CLK=`1`; -- not recommended
DATA <= INPUT ;
end process ;
process(CLK,RESET)
begin
if (RESET = `1`) then
DATA <= `0` ;
elsif (CLK`event and CLK=`1`) then -- correct
DATA <= INPUT ;
end if ;
end process ;
Sıralı mantık,bellek elemanlarını içeren,özellikle Flip Floplar, tasarımın genel adıdır. Tüm sinyaller,
simülasyondan önce varsayılan değerler atanarak başlatılır, dışardan bir yeniden başlatma(reset)
mekanizması gereklidir, güç verildiğinde tasarımın aynı şekilde davrandığını garanti etmek için.
Bunun için sadece yeniden başlatma için adanmış bir reset sinyali kullanılır. Lütfen dikkat edin ki
asenkron davranış hassasiyet listesi olan işlemler için modellenebilir, işlem saat ve reset sinyaline göre
tepki verir.
4.4.1 RTL – Kombinasyonel Mantık ve
Yazmaçlar
LOGIC_A: process
begin
wait until CLK`event and C L K = ` 1 ` ;
-- Logic A
end process LOGIC_A;
LOGIC_B: process (ST)
begin
-- Logic B
end process LOGIC_B;
• Saat işlemlerde sinyal ataması Flip Flop olarak
kullanılır
o LOGIC_A: lojik+ Flip Flops
o LOGIC_B: tamamen kombinasyonel
mantık
o LOGIC_AB: "Logic A" ve "Logic B"
‘nin çıkışlarındaki Flip Floplar
=> yanlış gerçekleme
LOGIC_AB: process
begin
wait until CLK`event and C L K = ` 1 ` ;
-- Logic A and Logic B
end process LOGIC_AB;
Ek olarak, saat işleminin sonunda tüm sinyaller yeni değerlerini alırlar. Bu nedenle, teorik bir noktanın
belirtilmesi gerekmektedir ki yazmaçlar ve kombinasyonel mantık bölünmüş işlemlerle modellenirler,
Flip Flop’un bir sonraki değerinin hesabını aynı işlemde yapmak mümkündür. Fakat,yazmaç
değerlerinin sonradan işlenmesi, başka bir işlemde yada koşutzamanlı ifadeyle gerçekleştirilmek
zorundadır.
4.4.2 Zamanlı İşlemlerde Değişkenler
VAR_1: process(CLK)
variable TEMP : integer;
begin
if (CLK'event and CLK = '1')
then
TEMP := INPUT * 2;
OUTPUT_A <= TEMP + 1;
OUTPUT_B <= TEMP + 2;
end if;
end process VAR_1;
• Yazmaçlar güncellenmeden önce alacakları değerleri
okunabilen değişkenler üretirler.
• Kaç tane yazmaç üretilmiştir?
VAR_2: process(CLK)
variable TEMP : integer;
begin
if (CLK'event and CLK = '1')
then
OUTPUT <= TEMP + 1;
TEMP := INPUT * 2;
end if;
end process VAR_2;
Değişkenlerin donanım gerçeklemesi işlemlerde kullanışlarına bağlıdır. VHDL dili, bir işlem tekrar
yürütülene kadar değişkenlerin eski değerlerini korumasını garanti etmektedir. Eğer değer
kullanılmadıysa, çünkü her zaman kullanılmadan önce güncellenmiştir, bellek elemanı gereksiz
olacaktır. Sonuç olarak, Flip Floplar saatli işlemlerde kullanılan değişkenlerin eğer güncellenmeden
önce okunması gerekiyorsa bu değişkenler için ortaya çıkmıştır.
VAR_1 işleminde, aktif saat kenarı tesbit edildiğinde değişkenler her zaman INPUT*2 olarak
atanır.Bu nedenle, TEMP ifade için kestirme olarak ele alınmıştır ve son netlist de görülmemektedir.
Fakat, VAR_2 de TEMP in değeri çıkış OUTPUT sinyalinin yeni dğeerini hesaplamak için
kullanılmıştır, yazmaç bakası(register bank)(integer: en az 32 bit) üretilmiş olunacaktır.
Örnek
process
variable LFSR : bit_vector(3 downto 0);
begin
wait until CLK`event and C L K = ` 1 ` ;
LFSR(0) := INPUT;
LFSR(3) := LFSR(2);
LFSR(2) := LFSR(1);
LFSR(1) := LFSR(0);
OUTPUT <= LFSR(3);
end process;
Kaç tane register üretilmiştir?
Üç Flip Flop gerçeklenmiştir. Bir tanesi saat işlemleriyle sürülen OUTPUT çıkış sinyali için. İki Flip
Flop ise sürülmeden önce okunan LFSR(2) ve LFSR(1) değişkenleri için gerçeklenmiştir.
4.5 Sonlu Durum Makineleri ve VHDL
( FSM-Finite State Machines)
• Durum İşlemleri(State Processes)
• Durum Kodlama (State Coding)
• FSM Tipleri
o Medvedev
o Moore
o Mealy
o Kayıtlı Çıkış(Registered Output)
Bu bölümde, farklı tipteki sonlu durum makinlerini, onların grafiksel gösterimini ve VHDL le
modelleme yollanırını göstermiş olacağız. Ayrıca sadece senkron otomasyon varsayılmıştır.
Genel olarak her FSM tek bir tane yada ikiye bölünmüş işlemlerden biriyle tanımlanabilir.
Gerçekleme(implementation) kılavuzu ve avantajları veya dezavantajları farklı tipler için verilmiştir.
Durum makinesinin mevcut durumu genellikle betimleyici isimlerle tanımlanmıştır. Bu
numaralama(enumeration) tipleri ile betimleyici isimler kullanılarak elde edilir. Daha sonra, sentez
işleminde, bu isimler ikili(binary) bir sunumla eşleştirilmelidir. Bu adımda durum şifreleme-kodlama
denir.
Sonlu durum makinelerinin birçok versiyonu vardır. Teoride bilinen standart versiyonları ise
Medvedev, Moore and Mealy makineleridir. Fakat bunun dışında daha çok versiyonu vardır. Birçok
nedenle ihtiyaç duyulmaktadır, örneğin bellek elemanlarının(yazmaçlar(registers), Flip Floplar)
modül çıkışına koyulması. Bunu yaparak, sonlu durum makinelerinin ek versiyonları oluşturulabilir,
bunu ilerde göstereceğiz.
4.5.1 Bir "State"Durum İşlemi
FSM_FF: process (CLK, RESET)
begin
if RESET='1' then
STATE <= START ;
elsif CLK'event and CLK='1' then
case STATE is
when START => if X=GO_MID then
STATE <= MIDDLE ;
end if ;
when MIDDLE => if X=GO_STOP then
STATE <= STOP ;
end if ;
when STOP => if X=GO_START then
STATE <= START ;
end if ;
when others => STATE <= START ;
end case ;
end if ;
end process FSM_FF ;
Basit durum makinesinin üç farklı gösterimi resimde gösterilmektedir.
En üstteki grafikte ise sadece ilgilki blok ve sinalleri içeren soyut blok diyagramının otomatını
göstermektedir.İlk blok(oval) otomatın mantığını ve ikinci blok(kare) ise bellek elemanlarını
göstermektedir.
Sağdaki alttaki grafikde ise, otomat balon diyagram(bubble diagram) şeklinde tanımlanmıştır.
Çemberler, otomatın farklı durumlarını işaret etmektedir. Aktif saat kenarı zamanında uygun
geçişse(ok) bağlanmı koşul ‘true’ doğru ise , otomat durumunu değiştirir. Bu senkron bir davrnaıştır.
Burada asenkron yeniden başlatma tek istisna davranış durumudur. Reset sinyali aktif olarka
alındığında , otomat durumunu sıfırlayarak START durumuna gelir hemen.
Altta solda ise, VHDL kaynak kodunun gerekli kısmı gösterilmiştir. Otomat bir saat işlemin içinde
tanımlanmıştır. İlk IF dallanması reset(yeniden başlatma) düzenini içermektedir. İkinci dallanma,
ELSIF dallanması, geri kalan otomat bildirilmiştir. Durum geçişini modelleyen CASE ifadesinde,
otomatın mevcut durumu tesbit edilir ve giriş değerlerinin hazır olup olmadığına yani durumu
değiştirmeye neden olup olmayacağına karar verilir.
4.5.2 İki "State"Durumlu İşlemler
FSM_FF: process (CLK, RESET) begin
if RESET='1' then
STATE <= START ;
elsif CLK'event and CLK='1' then
STATE <= NEXT_STATE ;
end if;
end process FSM_FF ;
FSM_LOGIC: process ( STATE , X)
begin
NEXT_STATE <= STATE ;
case STATE is
when START => if X=GO_MID then
NEXT_STATE <= MIDDLE ;
end if ;
when MIDDLE => ...
when others => NEXT_STATE <= START ;
end case ;
end process FSM_LOGIC ;
Şimdi, aynı otomat iki VHDL işlemi temelli gerçeklemeyi göstermek için kullanılacaktır.
NEXT_STATE sinyali bu kez apaçık incelenmektedirç Blok diyagramın içine mantık ile bellek
elemanlarının arasına eklenmiştir. Davranış aynı kaldığı için balon diyagramında herhangi bir değişik
yoktur.
VHDL kaynak kodu iki işlem içermektedir. NEXT_STATE mantığı için hesaplama ayrılmış bir
işlemin içinde bildirilmiştir. Sonuç bir bellek elemanları tanımlayan saatli işlemdir ve diğeri ise
mantığı tanımlayan tamamen kombinasyonel işlemlerdir. CASE ifadesinde,yine mevcut durum
kontrol edilmektedir ve giriş değerleri sınanmaktadır. Eğer durum değişmek zorundaysa ,
NEXT_STATE ve STATE farklılık gösterecektir.Aktif saat kenarının bir sonraki gerçekleşmesinde,
bu yeni durum mevcut durum olarak atanacaktır.
4.5.3 Kaç tane İşlem?
• Yapı ve Okunabilirlik(Structure and Readability)
o Asenkron kombinasyonları≠ Senkron bellek elemanları
=> 2 işlem
o Özel giriş değişimleriyle FSM durumunun değişimi
=> 1 işlem daha anlaşılır
o Grafiksel FSM (çıkış eşitlikleri olmadan)
=> 1 işlem
• Simülasyon(Simulation)
o Hata tesbiti iki işlemde daha kolay olmaktadır
=> 2 işlem
• Sentez(Synthesis)
o 2 durum işlemi daha küçük netlist ve daha iyi sentez sonucu sağlamaktadır
=> 2 işlem
Otomat tanımlama bir veya iki bölümlü işlemlerle daha önce gösterilmişti. Tasarımcının kendi
isteğine ve deneyimlerine göre, bir veya iki bölümlü versiyonlardan birini tercih edebilir.
Genellikle bunların farklı avantajları ve dezavantajları vardır:
Yapı ve okunabilirlik(Structure and readability)
VHDL modeli, VHDL kaynak kodundan donanımı yaratarak gösterecek bir yok sunmaktadır. Bu
yüzden yapı VHDL kodundan yansıtılıyor olmalıdır. Tamamen kombinasyonel mantık ve bellek
elemanları farklı yapısal elemanlardı, bu açıdan bölümlere ayrılmalıdır, bu yüzden VHDL kaynak
kodu iki işleme bölünmelidir.
Fakat biri normal olarak durumların mevcut değişimleriyle ilgilenirken sadece. Bu değişimler sadece
modülün dışından gözlemlenebilir olmalı. Bir işlem tanımı bu açıdan daha uygundur. Ek olarak,
gafiksel tanımlama, VHDL model için belirtim olarak kullanılır genelde, bir işlemden çok iki işlem
tanımlanmasına benzer.
Simülasyon(Simulation)
VHDL modeldeki olası hataları dalgaformundan(waveform) tesbit etmek, eğer bir ara sinyal
NEXT_STATE e erişilebilirse, çok kolay olacaktır. Bu yüzden hatanın ilk olarak görüşdüğü zaman ve
alan iyi şekilde saptanmalıdır ve hatanın kaynağı bulunmalıdır. İki işlem versiyonu bu açıdan daha
iyidir.
Sentez(Synthesis)
Sentez allgoritmaları buluşsal temellidir. Bu nedenle herkes tarafından geçerli ifadeler vermek
imkansızdır. Fakat birçok sentez aracı daha iyi sonuçlar üretme eğilimi göstermektedir, daha az kapı
kullanarak , otomat tanımlama için iki işlem kullanılmıştır çünkü donanım yapısıyla çok yakın ilişki
içerisindedir.
4.5.4 Durum Şifreleme-Kodlama
(State Encoding)
type STATE_TYPE is ( START, MIDDLE,
STOP ) ;
signal STATE : STATE_TYPE ;
• Durum şifreleme FSM ‘nin güvenliğinden
sorumludur
START -> " 00 "
MIDDLE -> " 01 "
STOP -> " 10 "
• Varsayılan şifreleme: binary(ikili)
START -> " 001 "
MIDDLE -> " 010 "
STOP -> " 100 "
• Optimal hızda varsayılan şifreleme: one hot
if {ld(# of states-durumun)≠ENTIER[ld(# of states-durumun)] } => güvenli olmayan (unsafe) FSM!
Bir sonlu durum makinesi sayısal donanımın soyut tanımlamasıdır. Otomatın durumları binary
değerlerde tanımlıysa veya sentez araçaları durum isimlerini binary tanımlara kendiliğinden
dönüştürebiliyorsa ,sentez gerekmektedir. Bu dönüşüme durum şifreleme denir.
Birçok sentez araçları bir binary(ikili) kodu varsayılan olarak seçer, eğer tasarımcı dışarıdan özellikle
başka bir kod belirlemediyse. Otomarın durumları sentez araçlarıyla "00", "01" ve "10" değerleriyle
şifrelenir. Durum kodlamanın diğer olasılıkları olmasına rağmen. Sık kullanılan bir kod,hız optimize
devreler için gereklidir ve "one-out-of-n" (n taneden biri) kısaca “one hot” kod denir. Buradai
otomatın her durumu için bir bit kullanılmıştır. Örneğin, eğer otomat’ın 11 durumu varsa durum
vektörünün 11 bit içermesi gerekmektedir. Bit vektördeki kurulmuş olan bit yani ‘1’ olan otomatın
mevcut durumunu gösterir.
Durumların şifrelenmesinde oluşabilecek bir problem asla gözardı edilemez: Eğer otomatın ‘n’
durumu varsa, bir(one) ‘in ENTER[ld(n)] Flip Flop’ a ihityacı vardır binary kod için. Bu en küçük
tamsayı değeri n ‘in binary algoritmasının sonucundan büyükeşit olabilir. Sadece 3 durum içerdiği ve
iki FF içeren otomat 4 durumla ("00", "01", "10", "11") gösterilebilir, burada bir tane geçersiz durum
vardır ki bu durum güvenli olmayan (unsafe) durum makinesine neden olabilir, yanlışlıkla
tanımlanmamış bir duruma girildiğinden tasarımın davranışı kararsızdır.
Genellikle, bir mekanizma geçersiz bir durumun hatalı girişini düzeltecek şekilde olmalı.
4.5.5 Case İfadesinin Eki
type STATE_TYPE is (START, MIDDLE, STOP) ;
signal STATE : STATE_TYPE ;
· · ·
case STATE is
when START => · · ·
when MIDDLE => · · ·
when STOP => · · ·
when others => · · ·
end case ;
• "when others" seçeneği
eklenmiştir
Simüle edilemez: RTL de STATE için başka değer bulunmamaktadır
Yeterince güvenli değil: bazı sentez araçları "when others" seçeneğini reddeder
Geçersiz durumların üstesinden gelmek için en sık kullanılan metod CASE ifadesine bir 'when others'
dallanması eklemektir.
VHDL katı bir dil olduğundan, simülasyon sırasında, sadece tip tanımlaması yapılmış bir sinyale
ulaşılabilir. Bu nedenle geçersiz durumlar simülasyonda bulunmaz ve bu nedenle simüle edilemez.
Bununla birlikte sentezlenmiş devre ister istemez güvenli değildir. Bazı sentez araçları 'when others'
dallanmasını reddetmektedir, doğası gereği, bu dallanmayı kapsayacak bir değer yoktur.
Güvenli bir durum makinesi yaratmak için case ifadesine 'when others' eklemek iyi bir çözüm değildir.
4.5.6 Tip Bildirimini Eki
t y p e STATE_TYPE is (START, MIDDLE, STOP, DUMMY) ;
signal STATE : STATE_TYPE ;
···
case STATE is
when START => ···
when MIDDLE => ···
when STOP => ···
when DUMMY => ··· -- or when others
end case ;
• Sahte(dummy) değerler eklenmektedir
• Avantajları:
o Şimdi simüle edilebilir
o Sentezden sonra güvenli
FSM elde edilir
{2**(ENTIER [ld(n)]) -n} sahte durumlar (dummy states)
(n=20 => 12 dummy states)
one hot kodu değiştirerek => gereksiz donanım (unnecessary hardware)
(n=20 => 12 unnecessary FlipFlops)
İkinci bir yol ise enumeration tip içn ek değerler tanımlamaktır. Bu nedenle birçok değer eklenmek
zorundadır ki durum şifrelemeden sonra geçersiz değerler hala görülmesin. Eğer bir otomat örneğin 20
durum içeriyorsa, 5 FF gereklidir. 5 FF ile 32 değer belirtilebilir. Bu nedenle 12 ek değer durum
makinesinin enumeration tipine eklenmelidir.
Ek değerler ekleyerek, eğer hataya neden olacak bir değer alındıysa artık simüle edilebilir. Ayrıca
sentez de güvenli devre orijinal durum makinesiyle gösterilebilir.Ancak, bu metodun kullanılması
zordur birilerinin sahte durumları eklemesi gerekmektedir. Ayrıca bu metod için sadece otomatın
durumları için binary kod kullanılmalıdır. Eğer biri 12 ek değeri eklese bile, 12 gereksiz FF
kullanması gerekmektedir.
Eğer bir one hot kodu kullanıldıysa, sistemi ek sahte durumlar ekleyerek güvenli hale getirmek
imkansızdır. Herbir yeni değer ek FF e neden olacaktır ve bu nedenle sentezden sonra geçersiz
durumların miktarı artacaktır.
Bu nedenle, enumeration tipe ek değerler ekleme metodu iyi bir çözüm değildir, çünkü sadece
binary(ikili) durum şifrelemede uygulanabilir.
4.5.7 Elle Kodlama
subtype STATE_TYPE is std_ulogic_vector (1 downto 0) ;
signal STATE : STATE_TYPE ;
constant START : STATE_TYPE := "01";
constant MIDDLE : STATE_TYPE := "11";
constant STOP : STATE_TYPE := "00";
···
case STATE is
when START => ···
when MIDDLE => ···
when STOP => ···
when others => ···
end case ;
• Sabitleri tanımla
• Şifrelemenin kontrolü
• Güvenli FSM
• Simüle edilebilir
• Taşınabilir tasarım
• Daha çok çaba gösterilmeli
Durum şifrelemenin en iyi yolu elle kodlamadır, tasarımcının kendisinin hangi kodu kullancağına
karar vermesi.
Bu enumeration tipi yerine vektör tipinin kullanılmasıyla yapılı. Bu vektör tipi örneğin
'std_(u)logic_vector' temelli olabilir. Bu vektörün genişliği seçilen koda göre değişir. Durum sinyali
artık tanımlanan bu vektör tipindedir, bu nedenle buna durum vektörü("state vector") denir.
Bir sonraki adımda, sabitler otomatın uygun durumlarını belirtecek şekilde tanımlanırlar. Bu sabitler
seçilen koda göre durum vektörünü kurar. Bu sabitler ile, kod tasarımcı tarafından düzeltilir ve sentez
araçları tarafından değiştirilemez. Bu VHDL modeli %100 taşınabilirdir. Hata olması durumunda
davrnaış simülasyonda doğrulanır, durum vektöründeki tüm değerlerin gerçek donanımdada
görüleceği varsayılmaktadır.
Belirtilmesi gereken tek dezavantaj VHDL kodunu yazmak için biraz daha fazla çaba sarfetmek
gerekmektedir.Bu özellikle koo değiştirildiği zaman geçerlidir. Elle kodlama alternatifi güvenli bir
sonlu durum makinesi tasarlamak için en iyi metoddur ve farklı sentez araçlarına taşınabilirliği daha
fazladır.
4.5.8 FSM: Medvedev
• Çıkış vektörü (output vector) durum vektörüne(state vector) benzemektedir: Y = S
Two Processes-Çift İşlemli
architecture RTL of MEDVEDEV is
...
begin
REG: process (CLK, RESET)
begin
-- State Registers Inference
end process REG ;
CMB: process (X, STATE)
begin
-- Next State L o g i c
end process CMB ;
Y <= S ;
end RTL ;
One Process-Tek İşlemli
architecture RTL of MEDVEDEV is
...
begin
REG: process (CLK, RESET)
begin
-- State Registers Inference with Logic Block
end process REG ;
Y <= S ;
end RTL ;
Teoride bilinen üç tip durum makinesi(Medevedev, Moore ve Mealy makineleri) arasındaki fark
ürettikleri çıkışlardan kaynaklanmaktadır.
Medvedev makinesinde çıkış değeri sonlu durum makinesindeki durum vektörüne benzemektedir.
Çıkış için mantık sadece tellerden oluşmaktadır; durum vektörleri yazmaçlarından çıkış portlarına
bağlantı vardır. Bu VHDL de basit bir sinyal atamasıyla örnekte gösterildiği gibi yapılmaktadır.
Burada koşutzamanlı atama kullanılmaktadır.
4.5.9 Medvedev Örneği
architecture RTL of MEDVEDEV_TEST is
signal STATE,NEXTSTATE : STATE_TYPE ;
begin
REG: process (CLK, RESET)
begin
if RESET=`1` then
STATE <= ST ART ;
elsif CLK`event and CLK=`1` then
STATE <= NEXTSTATE ;
end if ;
end process REG;
CMB: process (A,B,STATE) begin
NEXT_STATE <= STATE;
case STATE is
when START => if (A or B)=`0` then
NEXTSTATE <= MIDDLE ;
end if ;
when MIDDLE => if (A and B)=`1` then
NEXTSTATE <= STOP ;
end if ;
when STOP => if (A xor B)=`1` then
NEXTSTATE <= START ;
end if ;
when others => NEXTSTATE <= ST ART ;
end case ;
end process CMB ;
-- concurrent signal assignments for output
(Y,Z) <= STATE ;
end RTL ;
Burada bir Medvedev makine örneği gösterilmektedir.
Balon diyagram makinedeki durumları(START, MIDDLE, STOP), durum şifrelemesi ("00", "11",
"01"; ayrıca sabit bildirimine bakınız) ve durum geçişini içermektedir. Geçişlerin(oklar)
ağırlıkları(etiketler) uygun geçişleri gerçekleştirildiğinde giriş vektörünün(burada A ve B sinyalleri)
değerine karar verir. '10 | 01' için durum geçişi, giriş vektörü “10” yada “01” değerlerinin birine sahip
olduğunda gerçekleştirilir.
Durum makinesinin fonksiyonalitesi sol taraftaki VHDL kaynak kodunda belirtilmiştir. İki işlemli
versiyon seçilmiştir. Çıkış vektörü koşutzamanlı sinyal atamasıyla durum vektörüne bağlanmıştır.
4.5.10 Medvedev Örneğinin Dalgaformu
(Waveform)
• (Y,Z) = STATE => Medvedev makinesi
Dalgaformunda sinyal değerlerinin simülasyon süresince ilerlemesi gözlemlenmektedir. Bu bir
Medvedev otomat olmalı çünkü çıkış vektöründeki değerler (Y ve Z sinyalleriyle) gösterilirler ve
durum vektörüyle senkron olarak değişirler.
4.5.11 FSM: Moore
• Çıkış vektörü(output vector) durum vektörünün(state vector) bir fonksiyonudur:
Y = f(S)
Three Processes
architecture RTL of MOORE is
...
begin
REG: -- Clocked Process
CMB: -- Combinational Process
OUTPUT: process (STATE)
begin
-- Output Logic
end process OUTPUT ;
end RTL ;
Two Processes
architecture RTL of MOORE is
...
begin
REG: process (CLK, RESET)
begin
-- State Registers Inference with Next State Logic
end process REG ;
OUTPUT: process (STATE)
begin
-- Output Logic
end process OUTPUT ;
end RTL ;
Burada Moore makinesinin bir örneği gösterilmiştir.
Çıkış vektörü(output vector) durum vektörünün(state vector) bir fonksiyonudur. Bunun nedeni blok
diyagramdaki ikinci mantık bloğunun, bellek elemanından sonra yer almasıdır. Bu mantık bloğu
donanımı tutar bu da otomatın mevcut durumunun çıkış değerinin hesaplanması için gerklidir.
VHDL kaynak kodunda, mantık kombinasyonel işlem olarak gerçekleştirilmektedir. Çıkış vektörünün
değeri sadece durum vektörünün mevcut değerine bağlıdır, işlemin hassasiyet listesinde başka
sinyaller görülmemektedir.
4.5.12 Moore Örneği
architecture RTL of MOORE_TEST is
signal STATE,NEXTSTATE : STATE_TYPE ;
begin
REG: process (CLK, RESET) begin
if RES ET =`1 ` th en STATE <= START ;
elsif CLK`event and CLK=`1` then
STATE <= NEXTSTATE ;
end if ; end process REG ;
CMB: process (A,B,STATE) begin
NEXT_STATE <= STATE;
case STATE is
w h e n S T A R T = > if (A or B)=`0` then
NEXTSTATE <= MIDDLE ;
end if ;
when MIDDLE => if (A and B)=`1` then
NEXTSTATE <= STOP ;
end if ;
when STOP => if (A xor B)=`1` then
NEXTSTATE <= START ;
end if ;
when others => NEXTSTATE <= START ;
end case ; end process CMB ;
-- concurrent signal assignments for output
Y <= ,1` when STATE=MIDDLE else ,0` ;
Z <= ,1` when STATE=MIDDLE
or STATE=STOP else ,0` ;
end RTL ;
Bu kez Moore otomat için balon diyagramında VHDL kodu gösterilmektedir. Medvedev otomattan
farkı durum şifreleme ve çıkış vektörü için uygun değerlerde görülmektedir. Her iki değerde
baloncuklarda gösterilmektedir. Çıkış vektörü(Y,Z) için değerler Medvedev otomat ile aynıdır.Fakat
durum şifreleme bu kez binary koda dayanmaktadır.
VHDL kaynak kodda, çıkış mantığı alan kısıtından dolayı kombinasyonel işlemde içermemektedir.
Bunun yerine, ayrı koşutzamanlı sinyal atamaları gerçeklenmektedir. Çıkış değerleri durum
vektörünün değerlerinden hesaplandığı görülebilmektedir.
4.5.13 Moore Örneğinin Dalgaformu
(Waveform)
• (Y,Z) STATE ile eşzamanlı olarak değişir => Moore makinesi
Çıkış vektörünün değerleri durum vektörünün değeriyle eşzamanlı olarak değişir. Fakat bu kez çıkış
vektörünün değeri durum vektöründen farklılık gösterir.
4.5.14 FSM: Mealy
• Çıkış vektörü, durum vektörü ve giriş vektörünün fonksiyonudur: Y = f(X,S)
Three Processes
architecture RTL of MEALY is
...
begin
REG: -- Clocked Process
CMB: -- Combinational Process
OUTPUT: process (STATE, X)
begin
-- Output Logic
end process OUTPUT ;
end RTL ;
Two Processes
architecture RTL of MEALY is
...
begin
MED: process (CLK, RESET)
begin
-- State Registers Inference with Next State Logic
end process MED ;
OUTPUT: process (STATE, X)
begin
-- Output Logic
end process OUTPUT ;
end RTL ;
Burada bir Mealy otomat gösterilmektedir.
Çıkış vektörünün değeri, durum vektörünün değeri ve giriş vektörünün değerinin bir fonksiyonudur.
Bu nedenle blok diyagramda bulunan hat giriş vektöründen mantık bloğuna gider burada çıkış
vektörünü hesaplar. VHDL kaynak kodunda, giriş vektörü şimdi uygun işlemlerin hassasiyet listesinde
listelenmektedir.
4.5.15 Mealy Örneği
architecture RTL of MEALY_TEST is
signal STATE,NEXTSTATE : STATE_TYPE ;
begin
REG: · · · -- clocked STATE process
CMB: · · · -- Like Medvedev and Moore
Examples
OUTPUT: process (STATE, A, B)
begin
case STATE is
when START =>
Y <= `0` ;
Z <= A and B ;
when MIDLLE =>
Y <= A nor B ;
Z <= '1' ;
when STOP =>
Y <= A nand B ;
Z <= A or B ;
when others =>
Y <= `0` ;
Z <= '0' ;
end case;
end process OUTPUT;
end RTL ;
Daha önce tanımlanan iki otomat tipinin tersine , çıkış değerleri mevcut durum balonunda
basitçe yazılamamaktadır. Tüm fonksiyon, bir durumdan diğer duruma değişiklik göstererk
geçerken yazılmış olmalıdır. Bu fonksiyonlar genellikle durum balonun arkasında gizlidir
ancak grafikte özellikle gösterilmektedir.
VHDL kaynak kodunda, çıkış değerinin hesaplanması koşutzamanlı sinyal atamaıs ile
tanımlanmaktadır. Giriş sinyalleri atamanın sağ tarafında görülmektedir ve çıkış fonksiyonun bir
parçasıdır.
4.5.16 Mealy Örneği Dalgaformu
(Waveform)
• (Y,Z) giriş ile değişir => Mealy makinesi
• Y ve Z dalgaformunun ani yükselmelerine dikkat edin
o FSM normal işlemlerdeki aşırı voltaj yükselmesini önlemek için dikkatli bir
şekilde modellenmeli.
Bu dalgaformunda en çok dikkat edilmesi gereken şey, bazen çıkış değerlerinin değişimi giriş
vektörünün değerlerinin değişimiyle birlikte olmaktadır. Bunula birlikte bunlar elbette durum
vektörünün değerlerinin değişimiyle birlikte değişmelidir. Görüldüğü üzere, bu “spike”(ani
yükselmeye) adı verilen, sinyal darbesinin saat periyodu boyunca daha küçük genişlikte olması.
Bunun ardından blokda kötüdavranışa neden olabilir. Elbette, bu durum önlenmelidir ve tasarımcı
Mealy otomat modellerken bu durum için özel önlem almalıdır.
4.5.17 Modellemeye Bakış
• Medvedev hiç esnek değildir
• Moore güvenli operasyonlar için tercih edilir
• Mealy daha esnektir, fakat tehlikeleri:
o Ani vurum(Spikes)
o Gereksiz uzun yollar(Unnecessary long paths (maximum clock period))
o Kombinasyonel geribesleme döngüleri(Combinational feed back loops)
Medvedev otomatın avantajı otomatı gerçeklemek için gereken donanım miktarı ve çıkış mantığı
azaltılmıştır. Çıkış değerleriyle durum vektörü aynı olduğu için ek kombinasyonel mantığa gerek
yoktur ve çıkış vektörünün değerleri aktif saat kenarıyla birlikte değişmektedir. Fakat tasarımcı durum
vektörü için kodu kendi seçmelidir. Bunun anlamı tasarımcı tasarım için daha çok çaba sarfetmeli ve
tasarım esnekliğe izin vermez, bu eğer durum makinesi için kod değiştirilmek zorundaysa kötü bir
durumdur.
Moore otomat sık olarak kullanılan bir otomat tipidir ve Medvedev otomattan daha esnektir ve çıkış
sadece durum vektörüne bağlı olarak hesaplanır. Durum vektöründeki bu tek bağımlılıkla, çıkış
değerleri diğerlerine nisbeten daha güvenli biçimde hesaplanır, bunun anlamı, yeni değerler birsonraki
aktif saat kenarı gerçekleşene kadar stabildir ve spike(aşırı yükselme) önlenmiştir. Bazen giriş
vektöründeki bir değişimin çıkış vektörünü etkilemek için tam bir saat çevrimine ihtiyacı vardır buda
dezavantajlı bir durumdur çünkü durum vektörü çıkış vektörü değişmeden önce değişmek zorundadır.
Bazen zamandaki bu gecikme kabuledilemez ve sonuç olarak Moore otomat kullanılamayabilir.
Mealy otomat hazırda bulunan en esnek otomasyondur. Çıkış vektörü, durum ve giriş vektörlerine
bağlı olduğu için, değerin herbir değişiminde tepki verir. Fakat elbetteki bazı dezavantajlar vardır.
Spike(ani yükselme) gerçekleşebilir.Eğer iki Mealy otomat bir sırada bağlıysa, burada bir
kombinasyonel geribesleme döngüsü tehlikesi vardır, bu yukarıdaki resimde gösterilmiştir. Ek olarak,
uzun yollar yaratılmıştır. İki mantık bloğu bir sırada bağlanmıştır, bu yüzden bir değerin değişmesi
için nispeten daha uzun gecikme süresi(propogation delay) gerekmektedir. Bu nedenle daha büyük
saat periyodu seçilmelidir.
4.5.18 Yazmaçlı Çıkış(Registered Output)
• Uzun yolları ve kararsız zamanlamayı önlemek
• Ek bir saat periyodu ile
• Ek bir saat periyodu olmadan (Mealy)
Daha önce gösterildiği üzere eğer iki Mealy otomat bir sırada başlanmışsa kombinasyonel
geribesleme döngüsü gerçekleşebilir. Bu döngüler çıkışlar zamanlandırılırsa önlenebilir, eğer çıkışlar
FF lere bağlanırsa. Bu şekilde geribesleme döngüsü kırılmış olur.
Genel olarak , zamanlandırılmış çıkışlar Flip Floplar arasındaki uzun yolları önlemek için kullanılır ve
bu güvenli zaman davranışını sağlar. Tüm çıkışlar saatlenerekii çıkış mantığı, hemen sonra gelen
modülün birsonraki mantık bloğundan bölünür ve bu yol boyunca, mantık elemanları kısaltılmış ve
daha yüksek saat frekansı mümkün olmaktadır. Ayrıca, sentez araçları, sıkça mantık yolunun optimize
edilmesi sırasında modül sınırlarının hızla geçilmesinden dolayı sorun yaşamaktadır. Çıkışı
saatlendirerek, bu problem çözülebilir. Diğer bir avantajı ise ard arda modüller güvenli giriş verileriyle
çalışabilir. Güvenlinin anlamı, veri değişimi sadece aktif saat kenarında olmaktadır, ve ani
yükselmeler bertaraf edilmiştir. Böylece ardarda modül tasarımcısı modülü tasarlarken birçok
seçeneğe sahiptir.
Çıkışları saatlemek için iki versiyon vardır. İlk versiyonda, bir saat periyotluk ek bir bekleme yaratılır.
Burada, Flip Floplar, basitçe çıkış mantığıyla durum makinesinin çıkışı arasına başka hiçbir değişiklik
yapmadan eklenir. Böylece, çıkışların yeni değerleri bir sonraki aktif saat kenarında ulaşır. Fakat, bu
gecikme bazen kabul edilmeyebilir.
İkinci versiyonda, Flip Floplar durum makinesinin çıkışında bulunur ve çıkış mantığı durum
vektörüne ek olarak NEXT_STATE sinyalini kullanır. Daha büyük durum makineleri için, anlaşılmaz
bir bağımlılığa neden olmaktadır ve diğerlerine nazaran uzun yollar iki mantık bloğu olarak bir sırada
bağlanırlar. Fakat durum makinesinin bu versiyonu en esnek ve en hızlı şekilde güvenli(saatli) çıkış
sinyallerini sağlar.
4.5.19 Yazmaçlı Çıkış Örneği (1)
architecture RTL of REG_TEST is
signal Y_I , Z_I : std_ulogic ;
signal STATE,NEXTSTATE : STATE_TYPE ;
begin
REG: · · · -- clocked STATE process
CMB: · · · -- Like other Examples
OUTPUT: process (STATE, A, B)
begin
case STATE is
when START =>
Y_I<= `0` ;
Z_I<= A and B ;
· · ·
end process OUTPUT
-- clocked output process
OUTPUT_REG: process(CLK) begin
if CLK'event and CLK='1' then
Y <= Y_I ;
Z <= Z_I ;
end if ;
end process OUTPUT_REG ;
end RTL ;
Resimde Mealy otomat örneği yeniden gösterilmektedir.
VHDL kaynak kodunda, ara sinyallere(Y_I, Z_I) değer verilmektedir. Bu sinyallerin değerleri giriş
değerlerine ve mecvut duruma bağlıdır. Zamanlı işlemlerde, ara sinyaller Flip Floplara bağlanırlar.
4.5.20 Yazmaçlı Çıkış Örneği Dalgaformu
(1)
• STATE ve çıkış değişimleri arasında bir saat periyotluk .
• Saat kenarıyla giriş değişimleri çıkış değişimiyle sonuçlanır.
(İstemdığı değerlerin tehlikesi ile gösterilmiştir)
Dalgaformu zamanlı Mealy otomatın simülasyon sonuçlarını göstermektedir.
Hala modelleme dikkatlice yapılmalıdır. Durum vektörü ile çıkış sinyalleri arasındaki bir saat
periyotluk gecikme gereklidir. Eğer bu gözardı edilirse, dalgaformunda işaretlenmiş değerler
sonradan gelen modüllerde beklenmeyen davranışa yol açmaktadır.
4.5.21 Yazmaçlı Çıkış Örneği (2)
architecture RTL of REG_TEST2 is
signal Y_I , Z_I : std_ulogic ;
signal STATE,NEXTSTATE : STATE_TYPE ;
begin
REG: · · · -- clocked STATE process
CMB: · · · -- Like other Examples
OUTPUT: process ( NEXTSTATE , A, B)
begin
case NEXTSTATE is
when START =>
Y_I<= `0` ;
Z_I<= A and B ;
· · ·
end process OUTPUT
OUTPUT_REG: process(CLK)
begin
if CLK'event and CLK='1' then
Y <= Y_I ;
Z <= Z_I ;
end if ;
end process OUTPUT_REG ;
end RTL ;
Yine bir önceki örnekteki Mealy otomat kullanılmıştır. Üstelik self-döngüler daha önce bildirildiği
gibi, durum makineleri çıkışı için sinyal atamaları, durum geçisine bağlanmıştır. Bu yolla, çıkış
sinyallerine atamalar sadece zamanlanmış geçişlerde görülmektedir ve FF’ler çıkışları sağlamalıdır.
4.5.22 Yazmaçlı Çıkış Örneği Dalgaformu
(2)
 STATE ve output değişimi arasında gecikme yoktur.
 Orijinal Mealy makinesindeki "Spikes"(aşırı vurma) ortadan kalkmıştır
Şimdi çıkış değerleri durum değişimleriyle senkron olarak değişmektedir ve istenmeyen geçici
değerler giderilmiştir.
4.6 İleri Düzey Sentezleme
• C sabiti(Constant) tüm referans
birimlerinde özdeştir
• Soy(Generic) G farklıdır fakat her bir
varlık için sabittir
• Giriş sinyali(signal) S işlemlerde
set/changed(kurar/değiştirir)
(farklı işlem modlarında)
Tasarımı bitirdiğiniz zaman, VHDL kodun en az bir kısmını diğer tasarımlarda da kullanabilmeyi
umacaksınız. Bu kesinlikle mümkündür eğer siz VHDL kodunuzu kopyala/yapıştıra uygun şekilde
adapte ettiyseniz. Fakat eğer fonksiyon çok az bile değiştiyse, tasarımcı VHDL kodunu adapte etmek
zorundadır. Bu adaptasyonu kolaylaştırmak için ve az hata-eğilimli olması için, VHDL bir tasarım
veya modülü parametreleştirmenin birçok yolunu destekler, bunun anlamı davranış bildirimi bazı
parametrelere bağlıdır. Bu parametrelerin değeri farklı gerçeklemelerle veya operasyon
gerçekleştrilirken farklı şekillerde atanabilir. Amaç, parametreleri değiştirerek davranışı buna göre
değiştirmektir.
4.6.1 Sabitlerle Parametreleştirme
package T_PACK is
constant MAX_VALUE :integer := 15;
end T_PACK;
• Sabitler tam bir tasarımda sabitlenmiştir
• COUNTER_C örneklemesi tamamen aynı
sayıcıyı üretir
• Port haritasında parametrik sinyaller vardır
use WORK.T_PACK.all;
entity COUNTER_C is
port(...,
COUNT : buffer integer range 0 to
M AX _ V A LU E ) ;
end COUNTER_C;
architecture RTL of COUNTER_C is
begin
process(CLK)
begin
if CLK'event and CLK='1' then
if RESET='1' then
COUNT <= 0;
elsif ENABLE='1' then
if COUNT < M A X _ VA L U E then
COUNT <= COUNT + 1;
else
COUNT <= 0 ;
end if;
en d i f;
end if;
end process;
end RTL;
Bir tasarımı parametreleştirmenin bir yolu sabitleri(constant) kullanmaktır. Örnekte, reset(yeniden
başlatma) ve enable(aktif) olan bir sayıcı gösterilmektedir. Sayıcı aktifleştirildiğinde sürekli döner(free
wheeling) şekildedir. Maksimum değer (MAX_VALUE), T_PACK paketinde verilen ve tanımlanmış
bir sabit tarafından kurulur-aktifleştirilir(set). COUNTER_C sabitlenmiş değer aralığında inşa
edilmiştir.
4.6.2 Jeneriklerle Parametreleştirme (1)
(Generics)
entity COUNTER_G is
generic ( MAX_VALUE : integer := 15);
port(... -- default value
COUNT : buffer integer
range 0 to
MAX_VALUE );
end COUNTER_G;
architecture RTL of COUNTER_G is
begin
process(CLK)
begin
if CLK'event and CLK='1' then
if RESET='1' then
COUNT <= 0;
elsif ENABLE='1' then
if COUNT < MAX_VALUE then
COUNT <= COUNT + 1;
else
COUNT <= 0 ;
end if;
end if;
end if;
end process;
end RTL;
• Jenerikler(Generics) varlık bildiriminde
tanımlanmıştır
• Mimaride sabitler olarak ele alınır
• Varsayılan değerler
• Parametrik sinyaller port haritasının içindedir
Bir tasarımda eğer sayıcıları farklı sayıcı değer aralıklarıyla örneklemek istiyorsanız, jeneriklere
yönelmek zorundasınız. Jenerikler(generics) varlık bildirimindeki portlar gibi tanımlanmaktadır ve
bileşen örnekleme adımı sırasında değerlerini almaktadırlar. Bu nedenle, port haritalarına ek olarak,
bu değerleri destekleyecek bir jenerik haritası gerekmektedir. Eğer jeneriğe dışardan bir değer
atanmamışsa jenerik cümlesinde jeneriğe varsayılan bir değer verilir.
4.6.3 Jenerikle Parametreleştirme(2)
entity TWO_COUNTERS IS
port(...);
end entity;
architecture RTL of TWO_COUNTERS is
component COUNTER_G
generic (MAX_VALUE:integer := 15);
port(...);
end component;
begin
COUNTER1 : COUNTER_G
port map (...); -- MAX_VALUE with default
value
COUNTER2 : COUNTER_G
generic map (MAX_VALUE => 31)
port map (...);
...
end RTL;
• Farklı örneklemeler için farklı değerler
o Varsayılan değerle örnekleme
o Jenerik haritasıyla örnekleme
Herbir örneklemin bir etikete ihtiyacı vardır
Sadece tamsayı tipindeki jenerik, sentez araçları tarafından desteklenmektedir
Bileşen bildirimi, jenerik cümleyi unutmamanız haricinde, herzamanki gibidir.
Fakat COUNTER_G örneklemi nasıl çalışmaktadır? Eğer varsayılan değerler jenerik için
tanımlandıysa, bileşen örnekleme jenerik haritasına ihtiyaç duymaz (COUNTER1). Elbette ki,
varsayılan değerin üzerine yazılabilir,bu bileşen örneklem jenerik haritasındaki değer dışarıdan
atanarak gerçekleştirilir(COUNTER2).
En kullanışlı özellik; varlıklar jenerikleri kullanarak aynı modüldeki jenerikler için farklı değerlerle
örneklenebilmektedir. Fakat, sadece tamsayı tipi jenerikler sentezlenebilir!
4.6.4 Üretme(GENERATE)
entity GENERATE_COUNTER IS
port(...);
end entity;
architecture RTL of GENERATE_COUNTER is
component COUNTER_G
generic (MAX_VALUE:integer := 15);
port(...);
end component;
begin
GEN: for K in 2 to 5 generate
COUNTER : COUNTER_G
generic map (MAX_VALUE => 2**K-1)
port map (...);
end generate;
. . .
end RTL;
• 'for generate' bir etikete ihtiyacı vardır
• Koşutzamanlı ifadeler için "loop"
(bileşen örnekleme, sinyal atamaları)
o Aynı bileşenin birçok örneklemi
o Jenerikler için farklı değerler
o Döngü değişkeni dolaylı olarak
bildirilmiştir
Bir bileşen birçok kez örneklenmiş olmak zorunda olduğunda, tanımlama geniş kapsamlı olmalıdır.
Üretme(generate) ifadesi problem için bir kısayol sağlar. Bir 'for ... generate ...' döngüsü yineleyebilen
koşutzamanlı bir ifadedir. Bu sadece tekrarlayan bileşen örneklemleri için deği aynı zamanda
koşutzamanlı sinyal atamalarında da uygulanabilir. Döngü değişkeni dolaylı olarak bildirilniştir, ve
sadece okunabilir, jenerik değerler gibi. Değer ataması bir hataya yol açabilir.
4.6.5 Koşullu Üretme İfadesi
(Conditional GENERATE)
entity GENERATE_COUNTER IS
port(...);
end entity;
architecture RTL of GENERATE_COUNTER is
component COUNTER_G
generic (MAX_VALUE:integer := 15);
port(...);
end component;
begin
GEN: for K in 1to 8 generate
COND1 : if K<=5 generate
COUNTER : COUNTER_G
generic map (MAX_VALUE => 2**K-1)
port map (...);
end generate;
COND2: if K>5 and FLAG generate
MAX : COUNTER_G
generic map (MAX_VALUE => 31)
port map (...);
end generate;
end generate;
. . .
end RTL;
• Eğer koşul doğru ise üret(generate)…
• elsif / else yolu yoktur
• Herbir üretmenin bir etikete ihtiyacı vardır
Generate(üretme) ifadesini daha güçlü kılmak için, koşutzamanlı bool ifadelerinin değerin yürütecek
bir if-generate ifadesi kullanılabilirsiniz. Buna karşın, koşullu sinyal ataması veya sıralı if ifadesi,elsif
ve else yolu izin verilmemektedir.
Örnekte, 8 sayıcı örneklenmektedir. K=1…5 için maksimum sayıcı değeri formüle göre hesaplanır:
2K-1 . Daha büyük dizin değerleri için maksimum sayıcı değeri 31 dir. If koşul ifadesinin kendi
varlıklarınon jeneriği veya sabitleri ölçmek(evaluate) mümkündür.
4.6.6 Parametreleştirme ve Sinyaller
entity COUNTER_S is
port( MAX_VALUE : in integer range 0 to 1023
. . .);
end COUNTER_S;
architecture RTL of COUNTER_S is
begin
process(CLK)
begin
if CLK'event and CLK='1' then
if RESET ='1' the n
COUNT <= 0;
elsif ENABLE='1' then
if COUNT < MAX_VALUE then
COUNT <= COUNT+1;
else
COUNT <= 0 ;
end if;
end if;
end if;
end process;
end RTL;
• İşlemde (operation) faklı modlar
kurulur(set) (cf. MAX_VALUE)
• Port haritasında parametrik sinyal
yoktur
Sabitler ve jenerikler,sentezlemeden önce bir modülü konfigüre ederken çok karlıdır. Eğer
parametreleri işlem esnasında değişmek gerekiyorsa tek çözüm modüldeki bu sinyalleri bu
parametrelerle beslemektir.
Örnekte sayıcının değer aralığına 1 ile 1023 arasında bir değer atanabilir. Bu nedenle, fonksiyonalitede
esnekliği sağlayacak donanımın ek yükü üretilmiştir. MAX_VALUE sinyal değeri aktif saat kenarı
gerçekleştiğinde stabil olmalıdır. Eğer bu garanti edilemezse, bu bellek elemanları yaratılmak zorunda
kalarak, MAX_VALUE ‘nun mevcut değerini tutar ve berlili bir zamanda günvcellenir, sadece.
5. Proje Yönetimi(Project Management)
 Tasarım Bileşenleri (Design Components )
 Kütüphaneler (Libraries)
 Dosya Yapısı (File Organisation)
5.1 Tasarım Bileşenleri
Beş temel tasarım birimi, iki gruba bölünmüştür:
Birin birimler(primary units) İkincil birimler(secondary units)
• Herbir tasarım birimi analiz edilmeli ve kütüphaneye kaydedilmelidir
• Paketler başlık(bildirim) ve ana bölüm olarak bölünmelidir
VHDL tasarımının tüm bölümleri simülasyon yada sentezden önce muhakkak analiz
edilmeli/derlenmelidir. Toplamda, şimdiye kadar söylenen beş farklı tasarım birimi mevcutter:
varlık/mimari(entity/architecture), paket/paket gövdesi( package/package body) ve
konfigürasyon(configuration). Bir dosya, derleyici tarafından kabul edilmiş en az bir tasarım
birimini içermek zorundadır. Paket gödesinin bildirimsel bölümde parçalara ayrılamsı katı bir
şekilde gerekli değildir.
5.1.1 Kütüphaneler(Libraries)
• Derlenmiş tasarım birimlerinin kapsayıcısıdır
o Varlıklar(entities), mimariler(architectures),
o Paketler(packages), paket gövdesi(package
bodies),
o Konfigürasyonlar(configurations)
• Dosya sistemindeki bir klasörle eşleştirilmiştir
o Platform bağımsızdır
o Kurulum dosyası gereklidir
• Bir tasarım projesinde farklı kütüphaneler olabilir
Kurulum dosyası(Setup file):
PROJECT1:/home/user_bill/VHDL_Stuff/project1_lib
Komut Satırı(Commandline):
c o m p i l e -library PROJECT1 p_frame_types.vhd
Derlemeden sonra, tasarım birimleri kütüphane("library") adı verilen yere kaydedilir. Kütüphane
mekanizmasının amacı platform bağımsız olmasıdır, herbir VHDL aracı, mantıksal kütüphane ismi ile
bir fiziksel klasör eşleşmeli. Eğer hedef kütüphane bir VHDL dosyası derlenirken belirtilmediyse,
tasarım birimi varsayılan kütüphane ' work ' ‘e derlenmiştir. Bu genellikle yazılımın başlangıç
klasörüyle eşleştirişmiştir. Varsayılan ayarların üzerine yazılabilir-değiştirilebilir,ör. kurulum dosyası.
Özel kurulum dosyaları(setup file) yada seçenek ayarları(option settings) alternatifleri belirtmek için
gereklidir.
Örnekte, mantıksal kütüphanenin ismi PROJECT1, simülatör ve sentez araçları için kurulum
dosyalarının olduğu fiziksel klasörle "/home/user_bill/VHDL_Stuff/project1_lib" eşleştirilmiştir. Bu
kütüphane VHDL dosyaları derlenirken hedef (target) olarak isimlendirilmelidir, bu nedenle komut
satırındaki komut şöyle görünmektedir "compile -library project1 p_frame_types.vhd".
P_FRAME_TYPES paketindeki bilgileri kullanabilmek için, PROJECT1 kütüphanesi “LIBRARY”
ifadesiyle görülebilir hale getirilmelidir. Bundan sonra, kütüphanenin bireysel elemanları USE
ifadesiyle kullanılabilir haldedir.
5.1.2 LIBRARY (Kütüphane) İfadesi
library EXAMPLE;
use
EXAMPLE.PKG.all;
entity A is
. . .
end A;
library EXAMPLE;
use
EXAMPLE.PKG.all;
entity X is
. . .
end X;
architecture BEH of A
is
. . .
end BEH;
• İ ş e y i ş i (Occurrence)
o Herhangi tasarım biriminin önünde bulunur
(entity, architecture, package, ...)
o Bir sonraki birim için geçerlidir sadece
• İkincilk birimler(Secondary units) kütüphane bildirimlerini
kalıt alırlar ("inherit")
• Herhangi bir VHDL tasarım birimi/objesi bildirilmez
• Varolan kütüphaneleri referans gösterebilir
• Daha kolay tasarım yönetimi ve hazırlığı
• Görülebilirlik problemlerine neden olabilir
architecture BEH of X
is
. . .
end BEH;
WORK ve STD kütüphaneleri varsayılan olarak görülebilirdir ve bildirilmelerine gerek yoktur. STD
kütüphanesi STANDARD paketi içerir, bu varsayılan olarak görülebilir, ve TEXTIO paketi de dosya
I/O işlemleri için gereklidir.
Kütüphaneler obje kodunun farklı tasarım projelerinde avantajlı şekilde bölünmesi için kullanılabilir.
Fakat, görülebilirlik problemi gerçekleşebilir. Eğer derleyici tarafından ayırt edilemiyen objelerse,
hiçbiri seçilebiir objeler olarak olarak kullılamaz ve bir hata mesajı üretilir. Belkide en sık karşılaşılan
örnek özdeş isimlerde ve parametre listelerine sahip prosedürlerin bölünmüş paketlerde tanımlanmış
olmasıdır. Lütfen dikkat edin ki eğer aynı kütüphanede bulunan her iki pakette de tanımlanmı geçersiz
yeniden bildirim varsa bu rapor edilecektir.
5.1.3 USE(Kullanma) İfadesi
library EXAMPLE;
library OTHER_1;
library OTHER_2;
use EXAMPLE.PKG_1.CONST_A,
EXAMPLE.PKG_1.CONST_B;
use EXAMPLE.PKG_2.all;
use EXAMPLE.ENTITY_1;
architecture BEH of ENTITY_1 is
use OTHER_1.all;
signal A : integer;
begin
A <=
OTHER_2.PKG.CONST_A;
end BEH;
• İşeyişi(occurrence)
o Herhangi bir tasarım biriminin önünde
bulunur
o Bir sonraki birim için geçerlidir sadece
o Eğer bir objenin tüm elemanları
görülebilir yapılabiliryorsa, bildirimsel
bölümde görülebilir
• İkincil birimler, use ifadelerini
kalıtırlar"inherit"
• Kütüphane bilinmek zorundadır
• Bireysel elemanlara yardım kabul edilir
o Tasarım birimleri (ör. entities)
o Paketlerden gelen objeler (ör. constants)
o 'all' ile tüm objelere erişim
• Eğer ‘use’ çıkarılmışsa, tam mantıksal yol adı
("logical pathname") gereklidir
Bir kütüphane ifadesi tek başına tasarım birimlerine ve objelere erişme iznini vermez. Ek olarak, use
ifadesi gereklidir. Use ifadesinin birçok kuralı kütüphaneninkiyle aynıdır ve genelde aynı tip ifadeler
görülür.
Kütüphane (‘library’) fadesi herzaman gereklidir, objelere seçilmiş isimleriyle "selected name" ile
ulaşılabilir bir use cümlesi yerine. Daha sonra, kütüphanenin isminin olduğu mantıksal yolun tamamı,
tasarım birimi ve objeler belirtilmiş olmalıdır.
5.2 Ad Uzayları(Name Spaces)
• Aynı isimdeki çoklu objelere izin verilir:
o Seçilmiş isimler olmadan: lokal(yerel) ismi geçersiz kılar
o Tam seçilmiş isimlerle atama: ENT.RTL.C <= 12;
• Bir paketteki bildirimler, bu paketi kullanan tüm tasarım birimlerinde görülebilir
• Varlık bildirim bölümündeki bildirimler, bu varlığın tüm mimarilerinde görülebilir
• Bir mimarideki bildirimler, bu mimarideki tüm işlemler için görülebilir
• Bir işlemdeki bildirimler, sadece bu işlemde görülebilirler
• Bir döngü ifadesinde veya altprogramdaki bildirimler sadece bu objelerin içinde
görülebilir.
package PKG is
constant C : integer := 1;
end PKG;
entity ENT is
constant C : integer := 4;
end ENT;
architecture RTL of ENT is
signal C : integer := 8;
begin
-- only signal C is visible
C <= 24;
process
variable C : integer := 9;
begin
-- only variable C is visible
C := 42;
for C in 0 to 5 loop
-- only loop parameter C is visible
ENT.RTL.C <= C; -- selected name
end loop;
ENT.RTL.C <= work.PKG.C;
end process;
end RTL;
5.3 Dosya Yapısı (File Organisation)
• Birincil ve ikincil tasarım birimleri birçok dosyaya bölünebilir
• Avantajları
o Birçok Paket
o Modülarizasyon ve yeniden kullanma
bakış açısı
(IEEE, şifket,proje paketleri)
o Sadece VHDL simülasyonundan
sentezlenebilir bölme
o Paket / Paket Gövdesi
ayrımı
o Eğer gövde(gerçekleme) değişmediyse,
tasarım hiyerarşisinin yeniden
derlenmesine gerek yoktur
o Varlık / Mimari
ayrımı
o Sistem tasarımı (en üst seviye,yapısal)
gerçeklemeden bağımsızdır
o Birçok modelleme alternatifi
(ör.davranışsal,RTL) mümkündür
o Birçok en üst seviye
konfigürasyon
o Simülasyonun başarıya ulaşması için
tasarımı ayarlamak
o Alternatif mimarilerle karşılaştırma
VHDL birçok olası hiyerarşini gerçeklemesi önerir. Dil, temel hiyerarşiyi, tasarıma varlık/mimari
çifti ve onların örneklemi olan bileşenlerle bildirir. Bu arayüz ve gerçeklemenin katı ayrımına neden
olur. Paketlerin yardımıyla büyük tasarımlar birçok dosyalar yardımıyla mümkün olmaktadır.
Simülasyon esnasındaki farklı gerçeklemere atlama konfigürasyon mekanizmasıyla yapılmaktadır.
5.3.1 Paketler(Packages)
• Paketler, birçok tasarım birimi tarafından paylaşılabilir VHDL objelerini içerir
o (alt-)tip bildirimleri
o sabitler
o altprogramlar
o bileşenler
• Paket içeriği use sözcüğü ile kullanılabilir hale getirilmelidir
• Gerçekleme ayrıntıları paket gövdesinde gizlenir
• Paket gövdesi
o Sadece paket tarafından görülebilir
o Herzaman bir pakete bağlanmıştır
o Bir paket için olan tüm bildirim/tanımlamaları içerir
o Daha önce bildirilmiş sabitleri ve altprogramların tanımını bulundururlar
5.3.2 Paket Sözdizimi(Package Syntax)
Paket bildirimi:
Paket gövdesi bildirimi:
package IDENTIFIER is
-- Declaration of (aşağıdakileri bildirir)
-- tip ve alttipleri (types and subtypes)
-- altprogramları (subprograms)
-- sabitleri (constants),sinyalleri (signals) ve paylaşımlı
değişkenleri (shared variables)
-- dosyaları (files)
-- takma adları(aliases)
-- bileşenleri (components)
end [ package ] [ IDENTIFIER ] ;
package body IDENTIFIER is
-- Definition of previously declared( daha
önce bildirilmişleri tanımlar)
-- sabitler (constants)
-- altprogramlar (subprograms)
-- Aşağıdaki eklerin bildirimi /
tanımlanması
-- tipler ve alttipler
-- altprogramlar
-- sabitleri (constants),sinyalleri
(signals) ve paylaşımlı
değişkenleri (shared variables)
-- dosyalar
-- takma adlar (aliases)
-- bileşenler (components)
end [ package body ] [ IDENTIFIER ] ;
Sadece paketin içeriği görülebilirdir, paket gövdesi değil
Altprogram tanımlamaları paketin içine yerleştirilmez
'package' / 'package body' anahtar sözcükleri 'end' anahtar sözcüğünden sonra tekrar edilebilir
5.3.3 Paket Örneği
package PKG is
type T1 is ...
type T2 is ...
constant C : integer;
procedure P1 (...);
end PKG;
library STD; -- VHDL default
library WORK; -- VHDL default
use STD.standard.all; -- VHDL default
use work.PKG.all;
entity EXAMPLE is
end EXAMPLE;
architecture BEH of E X A M P L E is
signal S1 : T1;
signal S2 : T2;
signal S3 : T3; -- error: T3 not declared
begin
P1 (...);
P2 (...); -- error: P2 not declared
end BEH;
package body PKG is
type T3 is ...
C := 17;
procedure P1 (...) is
. . .
end P1;
procedure P2 (...) is
. . .
end P2;
end PKG;
• Paket gövdesinde bildirilmiş sinyal ve prosedürlere ulaşılamaz
• Özel veri tipleri sadece referans gösterilmiş paketlerde tanımlanabilir
• Ertelenmiş(Deferred) sabitler: gerçek veri ataması paket gövdesindedir
Bu örnekte T3 tipi ve P2 prosedürü paket gövdesinde bildirilmiştir. Bu derleme sırasında hataya yol
açmaktadır çünkü bu iki eleman mimari tarafından görülemez.
5.3.4 Paketlerin Kullanımı
• Tanımlamar: tipler,alttipler,sabitler, bileşenler ve altprogramların tanımlamaları yapılır
• Ertelenmiş sabitler(Deferred constants): paket başlığında bildirilmişve paket
gövdesinde atama yapılmı sabitlerdir
package P is
constant C: integer;
end P;
package net is
subtype p_bit is std_ulogic;
subtype p_bit_vector is std_ulogic_vector;
subtype p_net_data is p_bit_vector (7 downto 0);
type p_net_frame is array (1 downto 0) of p_net_data;
constant low: integer := 0;
constant high: integer :=1;
constant period: time := 10 ns;
package body P is
constant C : integer:=200;
end P;
• Düşük maliyetli kendiliğinden tanımlanmış paketleri desteklemeyen araçlar vardır.
Tüm tasarımı yeniden derlemeden C sabitinin değerini birçok kez değiştirmek mümkündür. Sadece
paket gövdesi yeniden derlenmiş olmalıdır.
Bir paket gövdesi sadece altprogram veya ertelenmiş sabitler bildirildiyse gereklidir.
Örnek:
package SimulationTimes is
constant tCLK : time := 30 ns;
constant tSetup : time := 10 ns;
constant tHold : time := 14 ns;
constant tCLK77 : time := 77 ns;
constant tWrite : time := 8 ns;
constant tRead : time := 8 ns;
constant tData : time := 21 ns;
end SimulationTimes ;
5.3.5 Paket İçeriğinin Görülebilirliği
USE cümlesinin son eki içerisindeki "all" anahtar sözcüğü ile paket başlığında bildirilmiş tüm objeleri
görülebilir yapmak mümkündür. Eğer sadece paket başlığındaki özel objeleri görülebilir yapmak
istiyorsanız, basit adlarını son ek olarak kullanmak zorundasınız:
Library ps;
use ps.p.C;

Navigation menu